一種gnss反射信號參數估計的方法和裝置的製作方法

2023-09-23 12:46:35

專利名稱：一種gnss反射信號參數估計的方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明屬於信號處理領域，涉及一種信號處理方法和裝置，具體涉及一種GNSS反射信號參數估計的方法和裝置
背景技術：
多徑是高精度定位中影響精度的主要誤差源。差分定位系統(DGPS)中，包含許多誤差源，有衛星時鐘誤差、星曆誤差、電離層延遲誤差、對流層延遲誤差、接收機鐘差、熱噪聲、多徑誤差等。通過差分技術和建模技術，大部分誤差可以被消除，但是熱噪聲和多徑誤差由於在基準站和用戶站之間不相關而不能被消除。熱噪聲引起的誤差通常只有毫米級，可以忽略不計，因此多徑誤差就成為高精度差分定位應用中的主要誤差源。與消除多徑相對應的是，近年來反射信號應用的逐漸興起。人們運用準確估計出的GNSS反射信號碼延時和載波相位進行測高。
無論是消除還是利用多徑，準確估計密集多徑的相對幅度，碼相位和載波相位信息是很有價值的。而在這方面已經存在的技術，有MEDLL等，但是它們的計算比較複雜，計算量大。還有些方法也是基於自適應濾波方法的，但使用不是RLS濾波或搭建的框架和這個有不同，並且這類方法中的很多隻解決了碼片的多徑估計問題，對載波並沒有解決。
可見，在估計密集多徑的相對幅度、碼相位和載波相位等參數方面，缺乏用自適應濾波技術解決的有效方法。


發明內容
本發明的目的是提供一種GNSS反射信號參數估計的方法和裝置。通過對含有近距離多徑的信號進行解調解擴後得到的相關值進行遞歸最小二乘自適應(RLS)濾波估計出多徑的各個參數，參數包括直射支路的碼和載波相位的跟蹤誤差，各多徑分量相對於直射信號的幅度、延時和載波頻率、相位等信息。估計的多徑分量的信息可以用做反射信號的應用；估計出來的直射信號的跟蹤誤差的信息使得接收機在近距離多徑環境下仍能夠精密跟蹤碼和載波，提高了其處理精度。當系統體制改變時，相關模塊的基本結構不變，調整其中的部分參數和函數就能夠對發射和直射信號進行估計和跟蹤處理，是一種適用於各種GNSS系統的估計方案。
一種GNSS反射信號參數估計的裝置，包括接收天線模塊、射頻模塊、信號處理模塊和應用處理模塊；所述接收天線模塊用於接收發射機發出的模擬射頻信號，射頻模塊用於把從天線接收的射頻信號轉化為模擬中頻信號，信號處理模塊把中頻模擬信號進行處理，應用處理模塊利用信號處理模塊處理的結果執行相應的處理； 所述信號處理模塊包括A/D轉換器、相關模塊和提取模塊；模擬中頻信號經A/D轉換器處理為數字中頻信號，並輸入至相關模塊中進行相關處理，提取模塊從相關模塊中取得直射支路和多徑支路的信息並傳遞到應用處理模塊； 所述相關模塊包括解擴解調單元、多徑處理單元和閉環控制單元；將接收到的數位訊號中頻信號先在解擴解調單元處理得到相關值。相關值一方面直接輸出到閉環控制單元，另一方面輸出到多徑處理單元進行自適應處理，得到自適應濾波器收斂以後的濾波係數，由這些濾波係數可以估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元。閉環控制單元先用常規的捕獲和跟蹤方法根據相關值計算出碼和載波控制字並反饋給解擴解調單元，經過反覆調整後，接收機進入精密跟蹤狀態；然後閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字，其中碼控制字反饋給解擴解調單元和多徑處理單元，載波控制字反饋給解擴解調單元，進行抗多徑的精密跟蹤。
所述的解擴解調單元包括複數本地載波單元，同步碼映射單元，相關器單元。在解擴解調單元中，由複數本地載波單元在載波控制字的作用下產生複數本地載波信號sl(n)。同步碼映射單元在碼控制字的作用下可以產生同步本地碼

。相關器單元利用複數本地載波信號sl(n)和同步本地碼

對輸入的信號sd(n)進行解擴解調處理以後得到相關值 所述多徑處理單元包括緩存單元，相關函數的映射單元、橫向濾波器單元，抽頭係數計算單元和減法單元；所述緩存單元把解擴解調單元產生的相關值緩存，並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元；相關函數的映射單元在閉環控制單元的控制字的作用下，產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號；橫向濾波器單元對輸入濾波輸入u(n)序列利用抽頭係數計算單元計算的濾波係數進行濾波處理，產生濾波輸出y(n)；濾波輸出序列y(n)輸入到減法器，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元；抽頭係數計算單元用RLS算法根據誤差e(n)和設置的初始值計算更新抽頭係數，並把抽頭係數輸出至橫向濾波器單元。以上的序列的輸入、輸出和更新係數的過程在時鐘的統一控制下進行。
所述的閉環控制單元利用相關值先用常規的捕獲和跟蹤方法計算出碼和載波控制字，並把控制字反饋給解擴解調單元和多徑處理單元控制解擴解調和自適應濾波，經過反覆調整後，接收機完成粗略跟蹤；然後待多徑處理單元的自適應濾波器收斂以後，閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元和多徑處理單元進行抗多徑的精密跟蹤。
所述閉環控制單元可以利用自適應濾波器的係數實現進一步的精密跟蹤，假設濾波係數得到幅度最大值是wj0，表示直射支路的碼片所在位置。得到的wj0的位置和標準的wb差值，可以知道碼的估計誤差，此誤差大於一個Ts的間隔。第一個最大值所對應的複數的角度對應的是直射信號的載波相位估計殘差。濾波係數中其他幅度較大的依次表示各多徑支路的信息，係數所在位置和相位分別表示多徑的位置和相位殘差。這樣就得到了多徑的時延和載波相位估計誤差的信息，根據多徑的時延和載波相位估計誤差的信息閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字； 閉環控制單元在精密跟蹤階段產生的碼控制字分別反饋到多徑處理單元的相關函數的映射單元產生本地相關函數和反饋到解擴解調單元的同步碼映射單元產生本地碼；閉環控制單元產生的載波控制字反饋到複數本地載波單元產生本地複數載波。所述提取模塊從相關模塊中提取直射和多徑的信息，包括直射支路的載波頻率、相位信息，碼相位信息，各反射支路的時延、載波相位信息。
一種GNSS反射信號參數估計的方法，包括如下步驟 步驟1接收天線接收發射機發出的模擬射頻信號，根據應用選擇僅接收RHCP信號或同時接收LHCP和RHCP信號，並將通過模擬射頻信號傳遞給射頻模塊； 步驟2射頻模塊將模擬射頻信號轉化為模擬中頻信號，並將模擬中頻信號傳遞到信號處理模塊； 步驟3信號處理模塊中的A/D轉換器把模擬中頻信號轉化為數字中頻信號；再經過解擴解調得到相關值，利用相關值利用常規的捕獲和跟蹤方法計算出碼和載波控制字，並使用控制字反饋控制解擴解調過程，經過反覆調整後，接收機完成粗略的跟蹤； 步驟4相關值另一方面輸出到多徑處理單元進行自適應處理，得到自適應濾波器收斂以後濾波係數，由這些濾波係數可以估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元； 步驟5閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元和多徑處理單元進行抗多徑的精密跟蹤； 步驟6提取模塊從相關模塊中提取直射支路碼相位和載波頻率與相位的信息，多徑信號各個支路的延時和相位信息，並傳到應用處理模塊，由應用處理模塊進行定位解算處理； 步驟7應用處理模塊對所得的數據進行定位解算處理導航定位數據，並進行顯示和分析，進行定位解算處理。
所述步驟3中解擴解調得到的結果是時域相關的結果

其中

表示相關的間距為mTs(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)，估計的頻率為

時候的各條多徑支路的相關值。
其中

表示相關的間距為mTs(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)，估計的頻率為

時候的第i條多徑支路的相關值。α是一個複數，它的幅度表示直射支路相關後的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟蹤誤差，α在接收機變化不劇烈，且跟蹤誤差在一定範圍內的時候可視為常數。βi是復增益，角度部分表示第i路多徑支路信號相對於直射信號引起的額外的相位差，這樣可以分辨多徑的載波相位信息；βi的幅度部分代表多徑支路相對於直射支路的幅度信息。
R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數。信號由一路直射信號和M路多徑信號組成，直射支路信號用i＝0表示，令則其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多徑信號幅度分別是Ani，相對於直射信號的延時分別是

附加的載波相位變化分別是φjump_ni(i＝0，1，2，…，M)。設是對直射信號到達時間延時的估計誤差，那麼 所述步驟4中首先通過緩存單元把解擴解調單元產生的相關值

(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)緩存，並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元； 在閉環控制單元的控制字的作用下，相關函數的映射單元產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號其中

為對Δn0的估計。該濾波器輸入信號在時鐘的控制下依次輸入到橫向濾波器，在橫向濾波器裡表現為 濾波輸入u(n)序列在橫向濾波器單元濾波係數濾波，產生濾波輸出y(n)；濾波輸出序列y(n)輸入到減法器，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元供其進行抽頭係數的更新。更新抽頭係數的過程是用的是RLS算法。這樣產生的y(n)來估計d(n)，濾波器收斂的時候，濾波器係數ρq估計了α·βi，用q描述對

的估計。
因為

為對Δn0的估計可能不準，所以濾波器的階數Q取得比多徑的可能範圍大一些，

，E是考慮的多徑的範圍對應的時間，ε是常規閉環控制方法的碼跟蹤的精度，這裡考慮了跟蹤滯後的情況。
由於Q和E相關，在近距離多徑的情況下濾波器的階數Q才取得小。所以該方法在近距離多徑的情況下更為適用。而近距離多徑正是很多大多數技術不容易解決的多徑範圍。濾波器的輸入序列n的取值為N≥2Q，N≤一個碼片周期中的採樣點的個數。
所述步驟5中閉環控制單元可以利用自適應濾波器的係數實現進一步的精密跟蹤，假設濾波係數得到幅度最大值是wj0，表示直射支路的碼片所在位置。得到的wj0的位置和標準的wb差值，這裡標準的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列關於碼片的前後關係的設置，當碼片的估計誤差為零的時候，直射支路應該在係數中出現的位置，可以知道碼的估計誤差，此誤差大於一個Ts的間隔。第一個最大值所對應的複數的角度對應的是直射信號的載波相位估計殘差。濾波係數中其他幅度較大的依次表示各多徑支路的信息，係數所在位置和相位分別表示多徑的位置和相位殘差。這樣就得到了多徑的時延和載波相位估計誤差的信息，根據多徑的時延和載波相位估計誤差的信息閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字； 閉環控制單元在精密跟蹤階段產生的碼控制字分別反饋到多徑處理單元的相關函數的映射單元2產生本地相關函數和反饋到解擴解調單元的同步碼映射單元產生本地碼；閉環控制單元產生的載波控制字反饋到複數本地載波單元產生本地複數載波。
本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置和方法的優點在於 (1)本發明的信號處理模塊採自適應濾波的算法，能夠精確估計出直射信號的碼和載波頻率、相位的信息，根據這些信息進行同步跟蹤，從而消除了多徑信號的幹擾，提高了跟蹤精度。
(2)本發明的信號處理模塊的閉環控制單元能夠通過濾波器係數以一定的解析度估計出任意多路多徑的延時和載波頻率、相位信息，這些信息可以在反射信號的應用環境中發揮作用。
(3)本發明的多徑處理單元能夠適應於各種GNSS信號體制和定位信號的結構，使本發明具為多導航系統兼容、多星座組合的GNSS反射信號應用提供了核心技術儲備。



圖1是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置總體結構圖； 圖2是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置的接收天線模塊的結構圖； 圖3是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置的信號處理模塊的結構圖； 圖4是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置的相關模塊的結構； 圖5是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置的解擴解調單元的結構圖； 圖6是本發明一種GNSS反射信號參數估計的裝置的多徑處理單元的結構圖； 圖7是本發明一種GNSS反射信號參數估計的處理方法和裝置的自適應濾波器濾波的均方誤差|e(n)|2隨著濾波器迭代次數的變化的圖示； 圖8是本發明一種GNSS反射信號參數估計處理方法的步驟流程圖。
圖中1.接收天線模塊 101.LHCP天線 102.RHCP天線 103.控制單元2.射頻模塊3.信號處理模塊 301.A/D轉換器 302.相關模塊 302a.解擴解調單元 302a1.複數本地載波單元302a2.同步碼映射單元 302a3.相關器單元302b多徑處理單元 302b1.緩存單元 302b2.相關函數的映射單元 302b3.橫向濾波器 302b4.抽頭係數計算單元302b5減法器 302c.閉環控制單元 303提取模塊 4.應用處理模塊
具體實施例方式 一種GNSS反射信號的處理裝置，如圖1所示，由接收天線模塊1、射頻模塊2、信號處理模塊3和應用處理模塊4組成；所述接收天線模塊1用於接收發射機發出的模擬射頻信號，射頻模塊2用於把從接收天線模塊1接收的射頻信號轉化為模擬中頻信號。
如圖2所示，所述接收天線模塊1由控制單元103、LHCP天線101、RHCP天線102組成。其中的LHCP天線101主要能接收左旋極化波，RHCP天線102接收右旋極化波，並且RHCP天線102是具有抗多徑性能的天線。控制單元103控制兩個天線的工作狀態，當在利用直射信號，需要抑制多徑的模式中控制單元103控制RHCP天線102工作，LHCP天線101不工作，只把RHCP天線102接收到的模擬射頻信號傳遞給射頻模塊2。當在利用反射信號的模式中，控制單元103控制RHCP天線102、LHCP天線101一起工作，把接收到的模擬射頻信號分別傳遞給射頻模塊2，再分別通過信號處理模塊3處理。
如圖3所示，信號處理模塊3由A/D轉換器301、相關模塊302和提取模塊303組成，所述A/D轉換器301把模擬中頻信號轉化為數字中頻信號；相關模塊302將接收到的數位訊號中頻信號經過解擴解調後得到相關值，對相關值進行分析處理和自適應濾波，得到精確的閉環控制量反饋控制解擴解調過程和自適應濾波過程。提取模塊303從相關模塊302中提取直射支路碼相位和載波頻率與相位的信息，多徑信號各個支路的延時和相位信息，並傳到應用處理模塊4，由應用處理模塊4進行定位解算處理。
模擬中頻信號通過A/D轉換器301之後變為數字中頻信號，表示為 其中，n表示信號的第n個採樣時刻，n＝0，1，2，3，…，TS表示信號的採樣間隔，τ表示第n個採樣時刻的碼的傳播延時。D(·)表示衛星導航數據，C(·)表示偽隨機碼序列。設採樣開始於第tno個採樣值，ω0為數字中頻頻率，ωd為都卜勒頻移，φn為參考時刻tnoTs時的載波相位，信號由一路直射信號和M路多徑信號組成，直射支路信號用i＝0表示，令φjump_n0＝0。則其中第i路(i＝0，1，2，...，M)多徑信號幅度分別是Ani，相對於直射信號的延時分別是Δn′iTs，(ni＝n+Δn′i)附加的載波相位變化分別是φjump_ni(i＝0，1，2，…，M)，則在nTs時刻對第i路多徑延時進行採樣得到 sni(n)＝AniD(niTs-τ)C(niTs-τ)·cos[(ω0+ωd)(niTs-tn0)+φn+φjump_ni] 如圖4所示，所述相關模塊302包括解擴解調單元302a，多徑處理單元302b，閉環控制單元302c；轉換後的數字中頻信號輸入到解擴解調單元302a進行解擴解調處理，得到相關值

相關值一方面直接輸出到閉環控制單元302c，另一方面輸出到多徑處理單元302b進行自適應處理，得到自適應濾波器收斂以後濾波係數由這些濾波係數可以估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元302c；閉環控制單元302c利用相關值先用常規的捕獲和跟蹤方法計算出的碼和載波控制字反饋給解擴解調單元302a，經過反覆調整後，接收機進入精密跟蹤狀態，然後閉環控制單元302c利用濾波係數產生碼和載波的控制字，由濾波器的係數可以得到 反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b進行抗多徑的精密跟蹤。
如圖5所示所述的解擴解調單元302a包括複數本地載波單元302a1，同步碼映射單元302a2，相關器單元302a3。
在解擴解調單元302a中，由複數本地載波單元302a1在載波控制字的作用下產生複數本地載波信號sl(n) 其中，Al為本地信號幅值，

為第n個採樣時刻對碼傳播延時的估計，

為對ωd的估計值，

為對φn的估計值。
同步碼映射單元b302a2在碼控制字的作用下可以產生同步本地碼
相關器單元302a3利用複數本地載波信號sl(n)和同步本地碼

對輸入的信號sd(n)進行解擴解調處理以後得到相關值
解擴解調單元302a進行解擴解調處理，得到相關值
其中

表示相關的間距為mTs(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)，估計的頻率為

時候的第i條多徑支路的相關值。α是一個複數，它的幅度表示直射支路相關後的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟蹤誤差。βi是復增益，角度部分表示第i路多徑支路信號相對於直射信號引起的額外的相位差，這樣可以分辨多徑的載波相位信息；βi的幅度部分代表多徑支路相對於直射支路的幅度信息。R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數。R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數。設是對直射信號到達時間延時的估計誤差，那麼 則相關值可以表示為 α在接收機變化不劇烈，且跟蹤誤差在一定範圍內的時候可視為常數。
如圖6所示所述的多徑處理單元302b包括緩存單元302b1，相關函數的映射單元302b2，橫向濾波器302b3，抽頭係數計算單元302b4，減法器302b5。
所述緩存單元302b1把解擴解調單元302a產生的相關值緩存，並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元302b5；相關函數的映射單元302b2在閉環控制單元302c的控制字的作用下，產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號；橫向濾波器302b3對輸入濾波輸入u(n)序列利用抽頭係數計算單元302b4計算的濾波係數

進行濾波處理，產生濾波輸出y(n)；濾波輸出序列y(n)輸入到減法器302b5，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元302b4供其進行抽頭係數的更新；抽頭係數計算單元302b4用RLS算法根據誤差e(n)和設置的初始值進行計算更新抽頭係數

，輸出至橫向濾波器302b3作為濾波器的濾波係數。以上的序列的輸入、輸出和更新係數的過程在時鐘的統一控制下進行。
解擴解調單元302a產生的相關值

(m＝1，2，…，一個碼片周期內的點數)在緩存單元302b1進行緩存並在時鐘的控制下串行輸出至減法器302b5，作為自適應濾波器的期望信號 相關函數的映射單元302b2在閉環控制單元的控制字的作用下，產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號。其中

為對Δn0的估計。該濾波器輸入信號在時鐘的控制下依次輸入到橫向濾波器，在橫向濾波器302b3裡表現為 橫向濾波器302b3對輸入濾波輸入u(n)序列利用抽頭係數計算單元302b4計算的濾波係數進行濾波處理，產生濾波輸出y(n)； 濾波器係數表示為濾波輸出為 減法器302b5把期望信號d(n)減去濾波輸出序列y(n)，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元302b4供其進行抽頭係數的更新。
抽頭係數計算單元302b4用RLS算法根據誤差e(n)進行計算更新抽頭係數，輸出至橫向濾波器302b3作為濾波器的濾波係數。抽頭係數計算採用RLS算法，步驟為先初始化ρq(0)＝uq(0)＝0，C(0)＝δI(δ>1)，然後計算(對n＝1，2，…N) (1)更新輸入d(n)，xq(n) (2)更新增益矢量 (3)更新濾波器參量 (4)更新逆矩陣 其中δ為非常大的純量。這裡表現的是標量運算，實質上由於q＝1，2，…，Q，合起來其實為矢量運算。所以式中(·)T表示取共軛運算。
這樣產生的y(n)來估計d(n)，收斂的時候，自適應濾波器係數ρq估計了α·βi，用q描述對

的估計。n表示被估計序列編號。
因為

為對Δn0的估計可能不準，所以濾波器的階數Q取得比多徑的範圍大一些，為

E是考慮的多徑的範圍對應的時間，ε是常規閉環控制方法的碼跟蹤的精度，這裡考慮了跟蹤滯後的情況。N≥2Q，N≤一個碼片周期中的採樣點的個數。由於Q和E相關，在近距離多徑的情況下濾波器的階數Q才取得小。所以該方法在近距離多徑的情況下更為適用。而近距離多徑正是很多大多數技術不容易解決的多徑範圍。
所述的閉環控制單元302c對輸入的相關值用常規的捕獲和跟蹤方法計算出的碼和載波控制字，再把控制字反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b，經過反覆調整後，接收機完成粗略跟蹤；然後待多徑處理單元302b的自適應濾波器收斂以後，閉環控制單元302c利用濾波係數產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b進行抗多徑的精密跟蹤。
閉環控制單元302c可以利用自適應濾波器的係數實現進一步的精密跟蹤，假設濾波係數得到幅度最大值是wj0，表示直射支路的碼片所在位置。得到的wj0的位置和標準的wb差值(這裡標準的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列關於碼片的前後關係的設置，當碼片的估計誤差為零的時候，直射支路應該在係數中出現的位置)，可以知道碼的估計誤差，此誤差大於一個Ts的間隔。第一個最大值所對應的複數的角度對應的是直射信號的載波相位估計殘差。濾波係數中其他幅度較大的依次表示各多徑支路的信息，係數所在位置和相位分別表示多徑的位置和相位殘差。這樣就得到了多徑的時延和載波相位估計誤差的信息，根據多徑的時延和載波相位估計誤差的信息閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字； 閉環控制單元302c在精密跟蹤階段產生的碼控制字分別反饋到多徑處理單元302b的相關函數的映射單元302b2產生本地相關函數和反饋到解擴解調單元302a的同步碼映射單元302a2產生本地碼；閉環控制單元302c產生的載波控制字反饋到複數本地載波單元302a1產生本地複數載波。
由上面的說明即可知，由濾波器係數可以得到對直射路徑估計的延時誤差和載波相位誤差，由這些估計的誤差可以產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b進行抗多徑的精密跟蹤。
提取模塊303從相關模塊302中提取直射支路碼相位和載波頻率與相位的信息，多徑信號各個支路的延時和相位信息，並傳到應用處理模塊4，由應用處理模塊4進行定位解算處理。
下面將結合附圖對本發明作進一步的詳細說明。
一種GNSS反射信號的處理方法，如圖8所示，具有如下步驟 步驟一:接收天線模塊1接收發射機發出的模擬射頻信號，根據應用選擇僅接收RHCP信號或同時接收LHCP和RHCP信號，並將通過模擬射頻信號傳遞給射頻模塊2； 步驟二射頻模塊2將模擬射頻信號轉化為模擬中頻信號，並將模擬中頻信號傳遞到信號處理模塊3； 步驟三信號處理模塊3中的A/D轉換器301把模擬中頻信號轉化為數字中頻信號；數字中頻信號中包括接收的直射和經過反射延時後的多路徑信號。再經過解擴解調單元302a處理得到相關值，將相關值輸出到閉環控制單元302c，閉環控制單元302c對輸入的相關值先用常規的捕獲和跟蹤方法計算出的碼和載波控制字，並把控制字反饋給解擴解調單元302a，經過反覆調整後，接收機完成粗略的跟蹤； 模擬中頻信號通過A/D轉換器301之後變為數字中頻信號，表示為 其中，n表示信號的第n個採樣時刻，n＝0，1，2，3......，Ts表示信號的採樣間隔，τ表示第n個採樣時刻的碼的傳播延時。D(·)表示衛星導航數據，C(·)表示偽隨機碼序列。設採樣開始於第tno個採樣值，ω0為數字中頻頻率，ωd為都卜勒頻移，φn為參考時刻tnoTs時的載波相位，信號由一路直射信號和M路多徑信號組成，直射支路信號用i＝0表示，令φjump_n0＝0。則其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多徑信號幅度分別是Ani，相對於直射信號的延時分別是

(ni＝n+Δn′i)附加的載波相位變化分別是φjump_ni(i＝0，1，2，…，M)，則在nTs時刻對第i路多徑延時進行採樣得到 sni(n)＝AniD(niTs-τ)C(niTs-τ)·cos[(ω0+ωd)(niTs-tn0)+φn+φjump_ni] 控制複數本地載波單元302a1產生本地載波速率的控制字是由相關模塊302的閉環控制單元302c產生的。複數本地載波單元302a1產生複數本地載波信號sl(n) 其中，Al為本地信號幅值，

為第n個採樣時刻對碼傳播延時的估計，

為對ωd的估計值，

為對φn的估計值。
複數本地載波單元302a1在載波控制字的作用下產生複數本地載波信號sl(n) 其中，Al為本地信號幅值，

為第n個採樣時刻對碼傳播延時的估計，

為對ωd的估計值，

為對φn的估計值。
同步碼映射單元302a2在碼控制字的作用下可以產生同步本地碼
複數本地載波信號sl(n)和同步本地碼

在相關器單元302a3對輸入的信號sd(n)進行解擴解調處理以後得到相關值

則相關值可以表示為 其中

表示相關的間距為mTs(m＝1，2，…，一個碼片周期內的採樣點數)，估計的頻率為

時候的第i條多徑支路的相關值。α是一個複數，它的幅度表示直射支路相關後的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟蹤誤差，α在接收機變化不劇烈，且跟蹤誤差在一定範圍內的時候可視為常數。。其中βi復增益，它的角度部分表示第i路多徑支路信號相對於直射信號引起的額外的相位差，這樣可以分辨多徑的載波相位信息；βi的幅度部分代表多徑支路相對於直射支路的幅度信息。R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數。R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數。設是對直射信號到達時間延時的估計誤差，那麼 閉環控制單元302c裡利用常規的捕獲和跟蹤方法計算出碼和載波控制字，並把控制字反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b，經過反覆調整後，接收機完成粗略跟蹤。
步驟四相關值另一方面輸出到多徑處理單元302b進行自適應處理，得到自適應濾波器收斂以後濾波係數，由這些濾波係數可以估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元302c； 在多徑處理單元302b中，相關值首先通過緩存單元302b1，把解擴解調單元302a產生的相關值

(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)緩存，並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元302b5； 在閉環控制單元302c的控制字的作用下，相關函數的映射單元302b2產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號其中

為對Δn0的估計。該濾波器輸入信號在時鐘的控制下依次輸入到橫向濾波器302b3，在橫向濾波器302b3裡表現為 濾波輸入u(n)序列在橫向濾波器單元302b3被抽頭係數計算單元302b4計算的濾波係數濾波，產生濾波輸出y(n)； 濾波器係數表示為濾波輸出為 濾波輸出序列y(n)輸入到減法器302b5，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元302b4供其進行抽頭係數的更新。
更新抽頭係數的過程是由抽頭係數計算單元302b4用RLS算法按照如下公式進行計算的。
先初始化ρq(0)＝uq(0)＝0，C(0)＝δI(δ>1)，然後計算(對n＝1，2，...N) (1)更新輸入d(n)，xq(n) (2)更新增益矢量 (3)更新濾波器參量 (4)更新逆矩陣 其中δ為非常大的純量。這裡表現的是標量運算，實質上由於q＝1，2，...，Q，合起來其實為矢量運算。所以式中(·)T表示取共軛運算。
把濾波係數輸出給閉環控制單元302c。
減法器，抽頭係數單元，和橫向濾波器302b3，和輸入的d(n)和xq(n)在一起，構成的整體是遞歸最小二乘自適應濾波器(即RLS濾波器)，我們下面簡稱這個整體為「自適應濾波器」。「收斂」一般指的是減法器的輸出誤差足夠小的時的自適應濾波器的一種工作狀態。
由於產生的y(n)用來估計d(n)，自適應濾波器收斂的時候，濾波器係數ρq估計了α·βi，用q描述對

的估計。n表示被估計序列編號。
因為

為對Δn0的估計可能不準，所以濾波器的階數Q取得比多徑的可能範圍大一些，

，E是考慮的多徑的範圍對應的時間，ε是常規閉環控制方法的碼跟蹤的精度，這裡考慮了跟蹤滯後的情況。N≥2Q，N≤一個碼片周期中的採樣點的個數。
由於Q和E相關，在近距離多徑的情況下濾波器的階數Q才取得小。所以該方法在近距離多徑的情況下更為適用。而近距離多徑正是很多大多數技術不容易解決的多徑範圍。
步驟五閉環控制單元302c利用濾波係數產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b進行抗多徑的精密跟蹤； 閉環控制單元302c可以利用自適應濾波器的係數實現進一步的精密跟蹤，假設濾波係數得到幅度最大值是wj0，表示直射支路的碼片所在位置。得到的wj0的位置和標準的wb差值(這裡標準的意思表示按照d(n)序列和y(n)序列關於碼片的前後關係的設置，當碼片的估計誤差為零的時候，直射支路應該在係數中出現的位置)，可以知道碼的估計誤差，此誤差大於一個Ts的間隔。第一個最大值所對應的複數的角度對應的是直射信號的載波相位估計殘差。濾波係數中其他幅度較大的依次表示各多徑支路的信息，係數所在位置和相位分別表示多徑的位置和相位殘差。這樣就得到了多徑的時延和載波相位估計誤差的信息，根據多徑的時延和載波相位估計誤差的信息閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字； 閉環控制單元302c在精密跟蹤階段產生的碼控制字分別反饋到多徑處理單元302b的相關函數的映射單元302b2產生本地相關函數和反饋到解擴解調單元302a的同步碼映射單元302a2產生本地碼；閉環控制單元302c產生的載波控制字反饋到複數本地載波單元302a1產生本地複數載波。
由上面的說明即可知，由濾波器係數可以得到對直射路徑估計的延時誤差和載波相位誤差，由這些估計的誤差可以產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元302a和多徑處理單元302b進行抗多徑的精密跟蹤。
步驟六提取模塊303從相關模塊302中提取直射支路碼相位和載波頻率與相位的信息，多徑信號各個支路的延時和相位信息，並傳到應用處理模塊4，由應用處理模塊4進行定位解算處理； 步驟七應用處理模塊4對所得的數據進行定位解算處理導航定位數據，並進行顯示和分析，進行定位解算處理。
仿真環境GPS L1 C/A碼信號，採樣率fs＝40.92MHz，Ts＝1/fs＝1/40chip。為了方便，假設直射信號碼的估計誤差小於Ts，直射支路的載波跟蹤誤差為0，直射支路的歸一化幅度為1，那麼α。假設第一路多徑是延時4個採樣點相對增益是β1＝0.5ej0.25π；第二條多徑延時7個採樣點相對增益β2＝0.4ej1.25π。抽頭延時的個數Q＝12。忽略噪聲的仿真，由於常規的GPS環境下SNR≈17dB比較高，噪聲可以忽略。
從仿真結果我們得到多徑的估計值ρ0＝0.9875ej0.0015π，ρ4＝0.4397ej0.2532π，ρ7＝0.3614e-j0.7499π，ρq<0.1(q＝其他)。ρ0估計了直射支路的信息，它的幅度0.9875基本接近假設的直射支路的歸一化幅度1，角度部分0.0015π近似為0。而只有ρ4和ρ7的幅度部分大於0.1，證明了估計的多徑在時延4和7個採樣點處，與假設的一致。並且ρ4＝0.4397ej0.2532π代表估計的第一條多徑的相對幅度為0.4397，相對角度為0.2532π，與假設的β1的信息，幅度為0.5，角度為0.25π基本一致。第二條多徑的估計情況ρ7＝0.3614e-j0.7499π＝0.3614ej1.2501π和假設的情況β2＝0.4ej1.25π也基本一致。估計的誤差幅度在0.05以內，角度在0.005π以內，基本上證明了反射信號參數估計的裝置和方法的有效性。把輸入d(n)和x(n)進行歸一化處理，得到峰值在約4.092的時候，自適應濾波器濾波的均方誤差|e(n)|2隨著濾波器迭代次數的變化。把變化的過程在圖7中進行描述。圖7表現出濾波器在50次迭代後已經以很小的誤差收斂，大約是|e(n)|2＝7.5e-7的均方誤差。
權利要求
1、一種GNSS反射信號參數估計的方法，其特徵在於，包括如下步驟
步驟一接收天線接收發射機發出的模擬射頻信號，根據應用選擇僅接收RHCP信號或同時接收LHCP和RHCP信號，並將通過模擬射頻信號傳遞給射頻模塊；
步驟二射頻模塊將模擬射頻信號轉化為模擬中頻信號，並將模擬中頻信號傳遞到信號處理模塊；
步驟三信號處理模塊中的A/D轉換器把模擬中頻信號轉化為數字中頻信號；再經過解擴解調得到相關值，利用相關值採用常規的捕獲和跟蹤方法計算出碼和載波控制字，並使用控制字反饋控制解擴解調過程，經過反覆調整後，接收機完成粗略的跟蹤；
步驟四相關值另一方面輸出到多徑處理單元進行自適應處理，得到自適應濾波器收斂以後濾波係數，由這些濾波係數估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元；
步驟五閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字，反饋給解擴解調單元和多徑處理單元進行抗多徑的精密跟蹤；
步驟六提取模塊從相關模塊中提取直射支路碼相位和載波頻率與相位的信息，多徑信號各個支路的延時和相位信息，並傳到應用處理模塊，由應用處理模塊進行定位解算處理；
步驟七應用處理模塊對所得的數據進行定位解算處理導航定位數據，並進行顯示和分析，進行定位解算處理。
2、根據權利要求1所述一種GNSS反射信號參數估計的方法，其特徵在於所述步驟四中首先通過緩存單元把解擴解調單元產生的相關值
(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)緩存，其中並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元；
其中，
表示相關的間距為mTs(m＝1，2，…一個碼片周期內的採樣點數)、估計的頻率為
時候的第i條多徑支路的相關值；α是一個複數，它的幅度表示直射支路相關後的幅度信息，角度表示直射支路的相位跟蹤誤差，α在接收機變化不劇烈，且跟蹤誤差在一定範圍內的時候視為常數；其中βi復增益，它的角度部分表示第i路多徑支路信號相對於直射信號引起的額外的相位差，這樣能夠分辨多徑的載波相位信息，βi的幅度部分代表多徑支路相對於直射支路的幅度信息；R(·)表示偽隨機碼序列的自相關函數；信號由一路直射信號和M路多徑信號組成，直射支路信號用i＝0表示，令φjump_n0＝0，則其中第i路(i＝0，1，2，…，M)多徑信號幅度分別是Ani，相對於直射信號的延時分別是
附加的載波相位變化分別是φjump_ni(i＝0，1，2，…，M)，設是對直射信號到達時間延時的估計誤差，那麼
在閉環控制單元的控制字的作用下，相關函數的映射單元產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號其中
為對Δn0的估計，該濾波器輸入信號在時鐘的控制下依次輸入到橫向濾波器，在橫向濾波器裡表現為
濾波輸入u(n)序列在橫向濾波器單元經過濾波係數濾波，產生濾波輸出y(n)；濾波輸出序列y(n)輸入到減法器，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元供其進行抽頭係數的更新，更新抽頭係數的過程是用的RLS算法，這樣產生的y(n)來估計d(n)，濾波器收斂的時候，濾波器係數ρq估計了α·βi，用q描述對
的估計，n表示被估計序列編號，這樣由這些濾波係數估計出反射信號的各個參數和直射信號的碼和載波的跟蹤誤差，把濾波係數輸出給閉環控制單元。
3、根據權利要求2所述一種GNSS反射信號參數估計的方法，其特徵在於所述步驟四中考慮
對Δn0的估計不準的情況，濾波器的階數Q取
，E是多徑的範圍對應的時間，ε是常規閉環控制方法的碼跟蹤的精度，這裡考慮了跟蹤滯後的情況；濾波器的輸入序列n的取值為N≥2Q，N≤一個碼片周期中的採樣點的個數。
4、根據權利要求1所述一種GNSS反射信號參數估計的方法，其特徵在於所述步驟五中反饋給解擴解調單元和多徑處理單元進行抗多徑的精密跟蹤；
閉環控制單元利用自適應濾波器的係數實現進一步的精密跟蹤，若濾波係數得到幅度最大值是wj0，表示直射支路的碼片所在位置，得到的wj0的位置和標準的wb差值，即按照d(n)序列和y(n)序列關於碼片的前後關係的設置，當碼片的估計誤差為零的時候，直射支路在係數中出現的位置，得到碼的估計誤差，此誤差大於一個Ts的間隔；第一個最大值所對應的複數的角度對應的是直射信號的載波相位估計殘差；濾波係數中其他幅度較大的依次表示各多徑支路的信息，係數所在位置和相位分別表示多徑的位置和相位殘差；這樣就得到了多徑的時延和載波相位估計誤差的信息，根據多徑的時延和載波相位估計誤差的信息閉環控制單元利用濾波係數產生碼和載波的控制字；
閉環控制單元在精密跟蹤階段產生的碼控制字分別反饋到多徑處理單元的相關函數的映射單元產生本地相關函數和反饋到解擴解調單元的同步碼映射單元產生本地碼；閉環控制單元產生的載波控制字反饋到複數本地載波單元產生本地複數載波。
5、一種GNSS反射信號參數估計的裝置，包括接收天線模塊、射頻模塊、信號處理模塊和應用處理模塊；所述接收天線模塊用於接收發射機發出的模擬射頻信號，射頻模塊用於把從天線接收的射頻信號轉化為模擬中頻信號，信號處理模塊把中頻模擬信號進行處理，應用處理模塊利用信號處理模塊處理的結果執行相應的處理；
所述信號處理模塊包括A/D轉換器、相關模塊和提取模塊；模擬中頻信號經A/D轉換器處理為數字中頻信號，並輸入至相關模塊中進行相關處理，提取模塊從相關模塊中取得直射支路碼相位延時的估計誤差和載波頻率與相位的估計誤差、多徑信號各個支路的延時和歸一化增益信息，並傳到應用處理模塊；
所述相關模塊包括閉環控制單元和解擴解調單元，其特徵在於，還包括多徑處理單元；上述A/D轉換器轉換後的數字中頻信號輸入到解擴解調單元進行解擴解調處理，得到相關值
(m＝1，2，…一個碼片周期的點數)，並輸入至多徑處理單元對信號進行自適應濾波，得到收斂的時候的濾波係數把濾波係數輸出到閉環控制單元，閉環控制單元利用濾波器係數估計的直射支路碼相位延時的估計誤差和載波頻率與相位的估計誤差產生載波控制字和碼控制字分別輸出到解擴解調單元和多徑處理單元；
所述多徑處理單元包括緩存單元，同步碼的緩存單元、橫向濾波器單元，抽頭係數計算單元和減法單元；所述緩存單元把解擴解調單元產生的相關值緩存，並把這些緩存值在時鐘的作用下依次串行輸出，產生期望信號d(n)送至減法單元；相關函數的映射單元在閉環控制單元的控制字的作用下，產生本地相關值序列，即濾波輸入u(n)信號；橫向濾波器單元對輸入濾波輸入u(n)序列利用抽頭係數計算單元計算的濾波係數進行濾波處理，產生濾波輸出y(n)；濾波輸出序列y(n)輸入到減法器，作為減數與期望信號d(n)相減，得到誤差e(n)反饋給抽頭係數計算單元；抽頭係數計算單元用RLS算法根據誤差e(n)和設置的初始值進行計算更新抽頭係數，輸出至橫向濾波器單元，以上的序列的輸入、輸出和更新係數的過程在時鐘的統一控制下進行。
全文摘要
本發明提供了一種GNSS反射信號參數估計的方法和裝置，通過對含有近距離多徑的信號進行解調解擴後得到的相關值進行遞歸最小二乘自適應(RLS)濾波估計出多徑的各個參數，參數包括直射支路的碼和載波相位的跟蹤誤差，各多徑分量相對於直射信號的幅度、延時和載波頻率、相位等信息；估計的多徑分量的信息可以用做反射信號的利用；估計出來的直射信號的跟蹤誤差的信息使得接收機在近距離多徑環境下仍能夠精密跟蹤碼和載波，消除了多徑信號的幹擾，提高了跟蹤精度。當系統體制改變時，相關模塊的基本結構不變，調整其中的部分參數和函數就能夠對發射和直射信號進行估計和跟蹤處理，是一種適用於各種GNSS系統的估計方案。
文檔編號G01S5/02GK101377542SQ20081022263
公開日2009年3月4日 申請日期2008年9月19日 優先權日2008年9月19日
發明者姚彥鑫, 楊東凱, 張其善 申請人:北京航空航天大學