在基於OFDM的系統中通過SINR測量進行的定時偏移估計的製作方法

2023-10-09 14:21:39

本發明總體上涉及在接收器處的正交頻分復用(OFDM)信號的定時同步。特別地，本發明涉及一種通過測量掩碼後的OFDM信號的信號與幹擾加噪聲比(SINR)來估計OFDM信號相對於參考採樣時刻的定時偏移的技術。

背景技術：

在利用上行鏈路和下行鏈路信號的時分雙工(TDD)的移動通信系統中，基站(BS)需要在信號傳輸中彼此同步以避免在不同信號間產生不必要的幹擾。一種實現移動通信系統的BS的同步的方法是允許第一BS監聽來自第二BS的無線電信號，以使第一BS基於該無線電信號與第二BS時間同步。另外，有時需要重新同步。為了說明重新同步的需求，考慮圖1示出的情況。最初與原主BS 120時間校準的監聽BS 110，例如由於原主BS 120變為停止服務，而失去與該BS 120的同步。隨後需要監聽BS 110將其本身與新主BS 130同步。在信號傳輸中，在原主BS 120和新主BS 130之間可能已經存在固有的定時差。另外，原主BS 120和監聽BS 110之間的信號路徑125的長度通常與用於從新主BS 130到監聽BS 110傳輸信號的信號路徑135的長度不同。因此，在監聽BS 110，接收到的從新主BS 130發送的信號通常與源於原主BS 120的另一個接收信號沒有時間對準。要求在監聽BS 110進行新主BS 130的信號的定時同步。

由於各種優點，大多數現今和將來的移動通信系統(例如，長期演進(LTE)系統)使用OFDM進行數據傳輸。Jan-Jaap van de Beek等人於1995年發表於通用個人通信的IEEE國際會議論文集中的「Low-Complexity Frame Synchronization in OFDM Systems」一文提出了一種用於建立OFDM信號的定時同步的相關方法，通過引用的方式將該公開合併到本文中。然而，這種相關方法要求觀測時間間隔較長，這對監聽BS來說是不現實的。

大多數移動通信系統在OFDM信號中嵌入了導頻符號。通過進一步地利用這些導頻符號可以實現定時同步。為了說明，圖2描述了時間-頻率平面，導頻符號位於該平面中，其中，作為示例性的例子，根據LTE規範設置導頻符號。有兩個由頻率間隔230分隔的導頻符號210、220。定時偏移的存在被轉換成兩個導頻符號210、220中的每一個的成比例的相移。由此可見，可基於觀測的兩個導頻符號210、220之間的相移來估計定時偏移。因為觀測的相移具有2π的模糊，所以具有可以估計的定時偏移的最大檢測範圍。在很多實際情況下，實際的定時偏移通常超過該最大檢測範圍。US2014/0036779A1和US7558245B2提供了一種克服該限制的定時偏移估計方法，但是這些方法的實現複雜度較高。

本領域需要一種利用導頻符號估計超出前述最大檢測範圍的定時偏移的定時同步技術。該技術不僅適用於移動通信系統，而且對其他無線通信系統也是有用的，其他無線通信系統例如是具有多個接入點以進行協同傳輸的無線區域網(WLAN)。

技術實現要素：

本發明的一個方面是提供一種用於執行接收的OFDM信號的定時同步的方法。所述接收的OFDM信號包含多個導頻符號，所述多個導頻符號包括兩個預先選擇的導頻符號。所述方法包括：估計接收的OFDM信號與參考採樣時刻的定時偏移。將所述定時偏移Noffset表示為採樣時間間隔的整數數量。

按如下步驟估計所述定時偏移。確定可估計的定時偏移的最大檢測範圍，該可估計的定時偏移僅通過接收的OFDM信號中的兩個預先選擇的導頻符號之間的觀測的相位差來估計。由此，將Noffset確定為：Noffset＝ioffsetNdet+Nres，其中，Ndet是所述最大檢測範圍，ioffset是待確定的整數，並且Nres是殘餘定時偏移，所述殘餘定時偏移為正、負或零，且其值不大於Ndet的一半。在OFDM符號持續期間對接收的OFDM信號進行採樣以獲得NFFT個OFDM信號採樣的序列S，其中，對接收的OFDM信號進行採樣從所述參考採樣時刻開始。值NFFT是在解調一個OFDM符號時使用的採樣的數量。基於為了確定ioffset而選擇的候選整數集，對每個候選整數重複信號與幹擾 加噪聲比(SINR)計算過程。針對單個候選整數i的所述SINR計算過程包括：計算Nmask＝|iNdet|；當i>0時，將S的前Nmask個採樣設為0以產生在i下的OFDM信號採樣的屏蔽序列當i0，則將S的前Nmask個採樣屏蔽為0，這樣通過下式 給出在i下的OFDM信號採樣的屏蔽序列

如果i<0，則將S的後Nmask個採樣設為0，這樣通過下式給出

在i＝0的情況下，不需要屏蔽，則：

在步驟540，計算由給出的構建的OFDM符號的SINR值。優選地，通過首先獲得的FFT輸出並隨後從獲得的FFT輸出提取對應於多個導頻符號的特定FFT輸出的集來計算SINR值。從特定FFT輸出的集計算SINR。

在計算了所有候選整數的SINR的值之後確定ioffset，以使得在所有的候選整數中針對計算的SINR最大(步驟560)。

圖6描述了流程圖，該流程圖示出在步驟450中估計Nres的一個實施例。

從在步驟430中獲得的NFFT個FFT輸出中識別對應於兩個預先選擇的導頻符號的兩個FFT輸出(步驟610)。然後在步驟620，計算超過兩個預先選擇的導頻符號之間的預定相位差的該兩個FFT輸出之間的附加相移φ，φ∈(-π,π]。為了方便起見，在兩個預先選擇的導頻符號之間，將第一預先選擇的導頻符號表示為相比於另一導頻符號位於較低副載波上的一個導頻符號，其中另一導頻符號被表示為第二預先選擇的導頻符號。具體地，通過下式計算φ：

φ＝(v2-v1)-(θ2-θ1) (5)

將φ限制為滿足φ∈(-π,π]，其中：θ2是第二預先選擇的導頻符號的預定相位；θ1是第一預先選擇的導頻符號的預定相位；v2是對應於第二預先選擇的導頻符號的FFT輸出的相位；並且v1是對應於第一預先選擇的導頻符號的另一FFT輸出的相位。注意，θ2-θ1是兩個預先選擇的導頻符號之間的預定相位差。在步驟630，通過下式計算Nres：

Nres＝q[-(2π)-1φ×NFFT/Δn] (6)

圖7描述了根據本發明的一個實施例的用於估計ioffset的值的裝置。在射頻(RF)前端712接收OFDM信號710，其中，通過模數轉換器(ADC) 714將信號710轉換成數字格式。對數字格式的信號710的一個OFDM符號進行提取(塊716)並且執行FFT(塊718)。對塊718的FFT輸出與屏蔽函數731的FFT輸出(塊734)進行卷積(塊740)。多個屏蔽函數存儲在查找表732中，以使得可以讀出給定候選整數i的期望屏蔽函數731而無需生成它。卷積的輸出(塊740)則是在頻域中表示的屏蔽後的構建的OFDM符號。隨後針對每個候選整數估計SINR(塊742)。最後，將ioffset確定(塊746)為在考慮的所有候選整數中具有最大SINR的特定候選整數。

本文公開的方法的每個實施例都可在無線收發器中實現。為了舉例說明，圖8描述了在無線通信裝置810中實現的無線收發器820。該無線通信裝置810的例子包括移動通信系統的BS、WLAN的接入點(AP)、以及在數字廣播系統中使用的數位電視。無線收發器820包括一個或多個處理器830，所述一個或多個處理器830被配置為執行用於根據上文公開的方法的任何實施例執行接收的OFDM信號的定時同步的過程。

所述一個或多個處理器830可以利用通用或專用計算設備、計算機處理器或電子電路來實現，電子電路包括但不限於數位訊號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)以及根據本方法的教導配置或編程的其他可編程邏輯器件。

本文公開的方法可用於使監聽BS與移動通信系統中的另一個BS建立BS同步。給定一BS，該BS包括被配置為執行與移動通信系統中的另一個BS建立BS同步的過程的一個或多個處理器，則BS同步建立過程包括執行接收到的上述另一個BS發送的OFDM信號的定時同步。特別地，根據本文公開的方法的實施例來實現接收的OFDM信號的定時同步。

在不背離本發明的精神和基本特徵的情況下，本發明可以體現為其他具體形式。因此，在所有方面都將本實施例認為是說明性的而非限制性的。本發明的範圍由所附的權利要求書而非前面的說明書限定，並且因此在權利要求的含義和等價範圍內的所有修改都包括在本發明的範圍內。