多級噪聲整形數字Delta‑Sigma調製器的外加擾動信號的添加方法與流程
2023-10-17 23:15:29
本發明涉及信號處理，尤其是一種多級噪聲整形數字Delta-Sigma調製器的外加擾動信號的添加方法。
背景技術：
在當今的數字通信系統中，由於奈奎斯特採樣技術容易受到元件匹配、電路的非理想性以及大功率量化噪聲幹擾等的影響，而逐漸被過採樣技術所取代。過採樣是指使用頻率遠高於奈奎斯特頻率的頻率對輸入信號進行採樣。由於量化比特的位數保持不變，故總的量化噪聲功率保持不變，但量化噪聲的功率由於採樣頻率的提高而分布到更多的頻點，因此相應的信號帶內的量化噪聲功率譜密度減小，進而提高通信系統的信噪比(SNR，Signal to Noise Ration)。但是，單獨使用過採樣技術對信噪比的性能提升並不是很明顯，所以，過採樣技術還常常結合噪聲整形技術一起使用。因此，同時具有過採樣和噪聲整形能力的DDSM(數字Delta-Sigma調製器，Digital Delta-Sigma Modulator)，被廣泛地應用於當今的無線通信系統中，以滿足飛速發展的通信系統對高帶寬、高速率和高解析度等性能指標的需求。
在過採樣頻率下，DDSM採樣高精度的輸入信號，輸出低精度的輸出信號。在該過程中，DDSM將低頻段的量化噪聲推移到高頻段，並且將有用的輸入信息保留在低頻帶，從而實現了高通特性的噪聲整形，最後高頻段的量化噪聲可以通過後面的低通濾波器濾除。高通濾波器的階數越高，噪聲整形特性越好，但是對於單環結構的DDSM，當調製器的階數變高后，系統變得越來越不穩定。而多級噪聲整形結構的DDSM由於具有極佳的系統穩定性而受到研究者更多的青睞。
圖1是經典的l階的MASH(MASH，Multi-stAge Noise Shapping)DDSM的電路框圖，由圖1可以看出經典MASH DDSM由多個一階的誤差反饋調製器(EFM，Error Feedback Modulation)級聯構成，前一級誤差反饋調製器把量化誤差信號傳入下一級誤差反饋調製器作為輸入，並且各級誤差反饋調製器都將輸出信號送入誤差消除邏輯(ECL，Error Cancellation Logic)電路中，以抵消中間級誤差反饋調製器的量化噪聲，從而使得輸出頻譜中只包含輸入信號和高階整形後的最後一級誤差反饋調製器的量化噪聲。
但是，由於DDSM是一個有限狀態機，在恆定輸入情況下，DDSM的輸出呈現出很強的周期性。更為糟糕的是其輸出周期的長度還嚴重受到輸入值和初始條件設置的影響。當DDSM的輸入和初始條件設置不恰當時，其輸出序列的周期變得很短，量化噪聲功率只能分布到極少數的頻點上，導致調製器的輸出頻譜出現明顯的大功率雜散成分，嚴重惡化了通信系統的輸出信噪比。
因此，為有效提高DDSM的輸出序列長度，業界提出了兩類主流的方法：確定性(Deterministic)法和隨機擾動(Dithering)法。其中確定性法通過改變調製器結構或設置合理的寄存器初始值，來有效增加輸出序列的周期長度；而隨機擾動法通過外加隨機擾動信號給調製器，以打破調製器的輸出周期特性，從而有效延長輸出序列的周期長度。由於兩種方法各有優劣，兩者都被廣泛應用到實際應用中。在隨機擾動法中，外加隨機擾動具有近似白噪聲的分布特性，按照傳統的擾動添加方式，外加的擾動信號先經過擾動濾波器整形，然後送入調製器，但由於擾動整形的濾波器階數一般不能超過l-2(l是MASH DDSM的調製器階數)，擾動信號最終會在疊加到調製器量化噪聲功率譜中，形成底噪，從而在一定程度上惡化調製器的輸出信噪比。
技術實現要素：
發明目的：針對上述現有技術存在的缺陷，本發明旨在提供多級噪聲整形數字Delta-Sigma調製器的外加擾動信號的添加方法。
技術方案：一種多級噪聲整形數字Delta-Sigma調製器的外加擾動信號的添加方法，包括多級調製器，在第一級調製器或第二級調製器中加入擾動信號；
在第一級調製器中加入擾動信號具體為：擾動信號取反後和第一級調製器的量化誤差信號相加，然後經過延遲寄存器延遲後再饋送到第一級調製器的輸入端，與輸入信號一起經過量化處理後，再與經過增益處理的擾動信號相加，最後作為第一級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路；
在第二級調製器中加入擾動信號具體為：擾動信號取反後和第二級調製器的量化誤差信號相加，然後經過延遲寄存器延遲後再饋送到第二級調製器的輸入端，與第一級調製器的量化誤差信號相加後作為輸入信號被送入第二級調製器進行量化處理，然後與經過增益處理的擾動信號相加，最後作為第二級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
進一步的，在第一級調製器中加入擾動信號時：在第二級調製器中，擾動信號取反後和第一級調製器的量化誤差信號一起進入加法器，並與經過延遲後的第二級量化誤差信號共同作為第二級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第二級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
進一步的，在第一級調製器中加入擾動信號時：在第三級調製器中，第二級調製器的量化誤差信號與延遲後的第三級量化誤差信號共同作為第三級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第三級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
進一步的，所述多級調製器為三階噪聲整形數字Delta-Sigma調製器。
進一步的，在第一級調製器中加入擾動信號時：所述誤差消除邏輯電路具體為：第三級調製器的輸出信號經過延遲後取反，再與第三級調製器的輸出信號、第二級調製器的輸出信號進入加法器，經延遲後取反，再與未經延時取反的信號、第一級調製器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。
進一步的，所述第一級調製器的輸出為：
第二級調製器的輸出為：
第三級調製器的輸出為：
誤差消除邏輯電路的輸出為：
Y(z)＝Y1(z)+Y2(z)(1-z-1)+Y3(z)(1-z-1)2
其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；Ei(z)和Yi(z)分別是第i級誤差反饋調製器的量化誤差ei[n]和輸出信號yi[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔；
輸入輸出函數為：
進一步的，在第二級調製器中加入擾動信號時：在第三級調製器中，擾動信號取反後和第二級調製器的量化誤差信號一起進入加法器，並與延遲後的第三級量化誤差信號共同作為第三級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第三級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
進一步的，在第二級調製器中加入擾動信號時：誤差消除邏輯電路具體為：第三級調製器的輸出信號經過延遲後取反，再與第三級調製器的輸出信號、第二級調製器的輸出信號進入加法器，經延遲後取反，再與未經延時取反的信號、第一級調製器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。
進一步的，所述第一級調製器的輸出為：
第二級調製器的輸出為：
第三級調製器的輸出為：
誤差消除邏輯電路的輸出為：
Y(z)＝Y1(z)+Y2(z)(1-z-1)+Y3(z)(1-z-1)2
其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；Ei(z)和Yi(z)分別是第i級誤差反饋調製器的量化誤差ei[n]和輸出信號yi[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔；
輸入輸出函數為：
有益效果：本發明將外加擾動信號添加到DDSM，本發明優先採用具有良好系統穩定性的兩級及其以上的多級噪聲整形結構，每級電路均由誤差反饋調製器構成，並且每一級EFM的輸出都被送入誤差消除邏輯電路，以消除中間級的量化誤差。擾動信號按照不同的注入支路，分別從不同的電路節點注入電路，然後所有的擾動信號被送入ECL電路，能有效延長其輸出序列長度並實現擾動信號的相互抵消，最終，外加的擾動信號不會出現在調製器的輸出頻譜中，因此，本發明能有效提高採用隨機擾動法DDSM的輸出信噪比。
附圖說明
圖1為經典的MASH DDSM的方框圖；
圖2為採用傳統擾動信號添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM示意圖；
圖3為採用本發明提供的擾動信號添加方法的三階MASH 1-1-1DDSM示意圖；
圖4為Simulink仿真工具下採用傳統擾動添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM的輸出功率譜密度圖；
圖5為Simulink仿真工具下採用本發明提供的擾動信號添加方式的三階MASH 1-1-1DDSM的輸出功率譜密度圖；
圖6為將本發明提供的擾動信號添加方法應用到三階MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調製器電路的示意圖。
具體實施方式
下面通過一個最佳實施例並結合附圖對本技術方案進行詳細說明。
一種多級噪聲整形數字Delta-Sigma調製器的外加擾動信號的添加方法，包括三階噪聲整形數字Delta-Sigma調製器，在第一級調製器中加入擾動信號，具體為：擾動信號取反後和第一級調製器的量化誤差信號相加，然後經過延遲寄存器延遲後再饋送到第一級調製器的輸入端，與輸入信號一起經過量化處理後，再與經過增益處理的擾動信號相加，最後作為第一級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路，其中，增益處理即經過一個1/M的增益模塊。
在第二級調製器中，擾動信號取反後和第一級調製器的量化誤差信號一起進入加法器，並與經過延遲後的第二級量化誤差信號共同作為第二級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第二級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
在第三級調製器中，第二級調製器的量化誤差信號與延遲後的第三級量化誤差信號共同作為第三級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第三級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
誤差消除邏輯電路具體為：第三級調製器的輸出信號經過延遲後取反，再與第三級調製器的輸出信號、第二級調製器的輸出信號進入加法器，經延遲後取反，再與未經延時取反的信號、第一級調製器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。
如圖3所示，由0和1構成的隨機序列即外加隨機擾動信號可以被同時添加到MASH 1-1-1DDSM的第一級誤差反饋調製器電路的兩個節點，用於有效延長Delta-Sigma調製器的輸出序列長度；
其中，節點一位於第一級誤差反饋調製器的反饋迴路，並且是在第一級調製器電路和第二級調製器電路的連接節點之前，以保證注入該節點的擾動信號可以進入第二級調製器電路；節點二可以位於第一級誤差反饋調製器的輸出端；
擾動信號經過取反後直接注入節點一，同時相同的擾動信號經過一個1/M的增益模塊後注入節點二；注入節點一的擾動信號，一方面可以經過反饋迴路的延遲寄存器延遲一個時鐘周期後，反饋回第一級調製器的輸入端，接著經過第一級誤差反饋調製器的量化處理後和節點二注入的擾動信號一起進入誤差消除邏輯電路；另一方面，注入節點一的擾動信號可以和第一級調製器的量化誤差信號，一起作為第二級誤差反饋調製器的輸入信號，經過第二級誤差反饋調製器電路量化處理後，也被送入誤差消除邏輯電路；
最後，由前後兩級誤差反饋調製器注入誤差消除邏輯電路的擾動信號，在Delta-Sigma調製器輸出端實現相互抵消。
因此，按照本發明提供的外加擾動添加方法，結合圖3所示，可以寫出Z域內各級誤差反饋調製器電路和誤差消除邏輯電路的輸出分別為：
第一級調製器的輸出為：
第二級調製器的輸出為：
第三級調製器的輸出為：
誤差消除邏輯電路的輸出為：
Y(z)＝Y1(z)+Y2(z)(1-z-1)+Y3(z)(1-z-1)2
其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；Ei(z)和Yi(z)分別是第i級誤差反饋調製器的量化誤差ei[n]和輸出信號yi[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式；M為量化器的量化間隔。
將前三式聯合代入第四式可以推導出按照本發明提供的擾動添加方法下的MASH 1-1-1DDSM的輸入輸出函數為：
由上式可以看出在本發明提供的擾動添加方式下的MASH 1-1-1DDSM的輸出頻譜中沒有包含外加的擾動成分，實現了外加擾動信號的相互抵消，使得輸出頻譜的低頻底噪不會受到外加擾動信號的惡化。
藉助Simulink仿真工具，當MASH 1-1-1DDSM的輸入採用9-bit表示時，採用傳統擾動添加方式的DDSM的輸出功率譜密度圖如圖4所示，從圖中可以得出低頻段處的噪聲功率譜密度約為-120dB/rad/sample，並且低頻段輸出頻譜呈現出約20dB/decade的斜坡；同樣條件下，採用本發明提供的擾動信號添加方式的DDSM的輸出功率譜密度圖如圖5所示，從圖中可以得出低頻段處的噪聲功率譜密度約為-175dB/rad/sample，並且低頻段輸出頻譜呈現出約60dB/decade的斜坡。對比圖4和圖5可以發現，相比傳統擾動添加方式，本發明提供的擾動添加方法不僅能有效延長DDSM的輸出序列長度，平滑輸出頻譜，還將DDSM的輸出頻譜的低頻段內的噪聲功率譜密度降低了約55dB/rad/sample，因此相同輸入條件下，採用本發明提供的擾動添加方法可以有效提高採用隨機擾動法DDSM的輸出信噪比。
當然，對於多級噪聲整形結構，本發明提供的外加擾動信號的添加方法可以被應用到任意前級但非最後一級的誤差反饋調製器電路中。
因此，對於三階的MASH 1-1-1DDSM，由0和1構成的外加隨機擾動信號也可以被同時添加到MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調製器電路的兩個節點。這種情況下的結構示意圖如圖6所示。
圖6所示的是將本發明提供的擾動信號添加方法應用到三階MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調製器電路的示意圖；在第一級調製器中，輸入信號與第一級的誤差反饋信號經延遲後進入加法器，作為第一級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第一級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
在第二級調製器中加入擾動信號，具體為：擾擾動信號取反後和第二級調製器的量化誤差信號相加，然後經過延遲寄存器延遲後再饋送到第二級調製器的輸入端，與第一級調製器的量化誤差信號相加後作為輸入信號被送入第二級調製器進行量化處理，然後與經過增益處理的擾動信號相加，最後作為第二級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
在第三級調製器中，擾動信號取反後和第二級調製器的量化誤差信號一起進入加法器，並與延遲後的第三級量化誤差信號共同作為第三級調製器的輸入信號，再經過量化處理後作為第三級調製器的輸出被送入誤差消除邏輯電路。
誤差消除邏輯電路具體為：第三級調製器的輸出信號經過延遲後取反，再與第三級調製器的輸出信號、第二級調製器的輸出信號進入加法器，經延遲後取反，再與未經延時取反的信號、第一級調製器的輸出信號進入加法器，作為誤差消除邏輯電路的輸出信號。
其中，節點一位於第二級誤差反饋調製器的反饋迴路，並且是在第二級調製器電路和第三級調製器電路的連接節點之前，以保證注入該節點的擾動信號可以進入第三級調製器電路；節點二可以位於第二級誤差反饋調製器的輸出端；
同一擾動信號一方面經過取反後直接注入節點一，另一方面經過一個1/M的增益模塊後注入節點二；注入節點一的擾動信號，一方面可以經過反饋迴路的延遲寄存器延遲一個時鐘周期後，反饋回第二級調製器的輸入端，接著經過第二級誤差反饋調製器的量化處理後和節點二注入的擾動信號一起進入誤差消除邏輯電路；另一方面，注入節點一的擾動信號可以和第二級調製器的量化誤差信號，一起作為第三級誤差反饋調製器的輸入信號，進入第三級誤差反饋調製器電路經過量化處理後，也被送入誤差消除邏輯電路；
最後，由前後兩級誤差反饋調製器注入誤差消除邏輯電路的擾動信號，在Delta-Sigma調製器輸出端實現相互抵消。
因此，按照本發明提供的外加擾動添加方法，結合圖6所示，第一級調製器的輸出為：
第二級調製器的輸出為：
第三級調製器的輸出為：
誤差消除邏輯電路的輸出為：
Y(z)＝Y1(z)+Y2(z)(1-z-1)+Y3(z)(1-z-1)2
其中，X(z)和Y(z)分別是輸入信號x[n]和輸出信號y[n]的Z變換；Ei(z)和Yi(z)分別是第i級誤差反饋調製器的量化誤差ei[n]和輸出信號yi[n]的Z域表達式；D(z)為外加擾動信號d[n]的Z域表達式，M為量化器的量化間隔；
將前三式聯合代入第四式可以推導出按照本發明提供的擾動添加方法下的MASH 1-1-1DDSM的輸入輸出函數為：
由上式可以看出本發明提供的擾動添加方法應用到MASH 1-1-1DDSM的第二級誤差反饋調製器電路也可以實現外加擾動信號的相互抵消，使得輸出頻譜的低頻底噪不會受到外加擾動信號的惡化。
本發明針對多級噪聲整形數字Delta-Sigma調製器，在傳統的擾動信號添加方式基礎上，將外加擾動信號分別進行取反處理和增益處理後，分別注入到調製器電路的兩個不同節點，使得外加擾動信號不僅能有效延長調製器的輸出序列長度，還能實現外加擾動信號的相互抵消，有效避免了外加擾動信號出現在調製器的輸出功率譜中。以上僅是本發明的優選實施方式，應當指出：對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護範圍。