用於噪聲預測量大似然(npml)檢測的設備和方法

2023-10-19 14:33:17 1

專利名稱：用於噪聲預測量大似然(npml)檢測的設備和方法
技術領域：
本發明涉及數據檢測方法和設備，具體地涉及用於部分響應信令和最大似然序列檢測的方法和設備。本發明還涉及基於這些方法的直接存取存儲器裝置(DASDs)。
背景技術：
部分響應(PR)第IV類(PR4)均衡和最大似然序列檢測(MLSD)的應用在理論上和實際上已被證明能在0.8≤PW50/T≤1.6的記錄密度上達到接近最佳性能，其中PW50是信道的階躍響應的50％幅度點處的脈衝寬度，以及T是信道編碼比特的持續時間。對於磁記錄信道的部分響應最大似然(PRML)系統已在「A PRML system fordigital magnetic recording(數字磁記錄的PRML系統)」，Roy D.Cideciyan等，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，Vol. 10，No.1，pp38-56，January 1992中被描述。在美國專利NO.4,786,890中，也公開了一種使用遊程長度受限編碼的第IV類PRML信道。
在高記錄密度時，即PW50/T71.6，線性部分響應第IV類均衡器導致噪聲大大增加。結果，PRML檢測器的性能受損，並可能變得不適合於滿足產品規範指標。擴展部分響應最大似然(EPRML)檢測器的應用已在理論上和實際上被證明能在PW50/T＞1.6的範圍內達到比PRML檢測器更好的性能。在1995年8月30公布的專利申請GB-A-2286952公開了一種用於在直接存取存儲器裝置中進行數據檢測的新穎EPRML方案。在該專利權利要求的新穎結構中考慮到只對總的信道結構作很小的改變的條件下使EPRML檢測器附加到PRML信道上。
用於在存在有符號間幹擾(ISI)和加性高斯噪聲的情況下檢測未編碼數據序列的最佳MLSD接收機包括加白的匹配濾波器後面跟隨有在ISI網格上執行最大似然序列檢測的Viterbi(維特比)檢測器，如由G. D. Forney在「Maximum-likelihood sequence estimation ofdigital sequences in the presence of intersymbol interference(在存在有符號間幹擾時數字序列的最大似然序列估值)」，IEEE Trans. Inform.Theory，vol.IT-18，No.3，pp363-378，May 1972中所描述的。對於磁記錄信道，該網格的狀態複雜度被給出為2L，其中L表示在加白匹配濾波器的輸出信號中的有關ISI項的數目。在題為「Adaptivenoise-predictive partial-response equalizing for channels with spectralnulls(對於具有頻譜零點的信道的自適應噪聲預測部分響應均衡)」，1993年6月14日提交和1994年12月22日公布的專利申請WO94/29989和在參考文獻「Noise predictive partial-response equalizers andapplications(噪聲預測部分響應均衡器和應用)」，P. R. Chevillat等，IEEE Conf. Records ICC』92，June 14-18，1992，pp 0942-0947中，業已證明，部分響應強制零點均衡器級聯以其係數被適當選擇的線性預測器，等價於最佳MLSD接收機的加白的離散時間前置濾波器。而且，在該同一個專利申請中，公開了一種接收機結構，其中預測處理已被插入相應於部分響應網格的Viterbi檢測器中。上述專利申請WO94/29989主要關係到有線傳輸系統。
在以上的專利申請WO94/29989和P.R.Chevillat等的章中，已得出結論與PRML相結合的噪聲預測改進了檢測器性能。
本發明的一個目的是提供具有改進的數據檢測性能的方法和設備。
本發明的一個目的是提供在直接存取存儲器裝置中用於改進的數據檢測的方法和設備，以便克服在先有技術方案中的性能問題。
本發明的一個目的是提供在直接存取存儲器裝置(DASD)中達到更高線性存儲密度的方法和設備。
本發明的另一個目的是提供可被用在傳統的PRML/EPRML直接存取存儲器裝置中而不用改變電子信道的主要結構的方法和設備。
發明概要以上目的已藉助於提供可被使用於DASD中的數據檢測的估值檢測器的整個系列而被完成。具體利用磁記錄信道性質的某些現有檢測器起源於把噪聲預測加白處理插入在最大似然序列檢測器的分支度量計算中，它們被統稱為噪聲預測最大似然(NPML)檢測器。它們還包括用於通過適當地查表來抵消符號間幹擾(ISI)分量的裝置。與專利申請WO94/29989和P.R.Chevillat等的文章相對比(在該專利申請和文章中，檢測器的狀態複雜度是固定的，並由部分響應網格確定)，NPML檢測器的狀態複雜度等於2K，其中0≤K≤L，及L反映了由PR均衡器和預測器的組合所引入的受控制的(已知的)符號間幹擾(ISI)分量的數目。對於K＝L的特定情況等價於對於給定預測器長度的最佳MLSD檢測器，而對於K＝0的特定情況相應於噪聲預測均衡器後面跟隨無記憶檢測器。對於1≤K＜L，NPML檢測器工作在減少的ISI狀態集。同時，在NPML檢測器的狀態空間中未被表示的(L-K)個ISI項(分量)通過使用從路徑歷程進行的判決而以判決反饋方式被補償。這樣，NPML檢測器在性能和狀態複雜度和/或判決反饋長度之間給出了折衷，它們比起PRML和EPRML檢測器在線性記錄密度上有很大的增加。另外，NPML檢測器的本實現方案不需要在插入的預測器中進行乘法運算，因此允許簡單的隨機存取存儲器(RAM)查表實現方案以便進行ISI抵消。而且，NPML檢測器通常不呈現準突變性誤差傳播。這樣，記錄密度的額外增加可通過放鬆有關殘留路徑存儲器的約束條件而用更高速率的遊程長度受限(RLL)的編碼而達到。最後，除了模塊化和性能上的重大提高以外，NPML檢測器具有重要的實現優點，即它們可被「寄附」(piggy-backed)在現有的PRML/EPRML系統上。因此，不需要開發和實施完全新的信道結構，而這是很昂貴和很複雜的任務。
還描述了和提出了權利保護要求的NPML檢測器系列的低複雜度的派生物，它們提供了值得稱讚的性能獲益。其各種相應的方案包括、但不限於雙狀態交錯NPML檢測器和與PRML檢測器級聯的噪聲預測器。而且，還描述了從帶有單抽頭預測器的NPML方案得出的一個可編程8-狀態NPML檢測器，它也能夠作為PRML或EPRML檢測器運行。附圖描述和所使用的符號下面參照以下附圖詳細描述本發明。


圖1表示用來說明本發明的NPML檢測器如何適用於現有的PRML信道結構的方框圖。
圖2A表示圖1中的與本發明有關的方塊數字均衡器22，目前的NPML檢測器10，以及逆預編碼器23。
圖2B表示按照本發明的目前的NPML檢測器10的一個等價形式。
圖2C表示按照本發明的目前的NPML檢測器10的另一個等價的更詳細的形式。
圖2D表示按照本發明的目前的NPML檢測器10的再一個等價形式。
圖2E表示按照本發明的帶有插入的反饋的序列檢測器的另一個可能的實施例。
圖3A表示按照本發明的使用與傳統的PRML檢測器級聯的無記憶檢測器的噪聲預測部分。
圖3B表示按照本發明的藉使用與傳統的PRML檢測器級聯的無記憶檢測器實現噪聲預測部分的另一個方法。
圖4表示說明按照本發明的對於某個狀態s在時間nT時度量更新單元(MUU)的運行的方框圖。MMU是NPML檢測器中的主要功能塊。
圖5表示2-狀態網格圖。
圖6表示按照本發明的具有4-抽頭預測器的2-狀態NPML檢測器的實現方案。
圖7表示2-狀態網格(不同的度量)的圖。
圖8表示把由圖7的網格圖隱含的算法映射為硬體的一個可能方法，其中用於比較器的門限值由所存儲的不同度量Dn-1提供。
圖9表示4-狀態網格圖。
圖10A-10C表示按照本發明(4-狀態、2-抽頭預測器)的NPML檢測器的另一個實現方案。
圖11A-11C表示按照本發明(4-狀態，4-抽頭預測器)的NPML檢測器的另一個實現方案。
圖12表示具有N＝1和K＝3(8-狀態，1-抽頭預測器)的8-狀態網格圖。
圖13表示具有N＝1和K＝3(8-狀態，1-抽頭預測器)的變換的8-狀態網格圖。
圖14表示把由圖13的網格圖隱含的算法映射為硬體結構的一個可能方法。圖上未示出由選擇信號S0，……，S7控制的殘留路徑存儲器。
圖15表示實現具有圖6所示4-抽頭預測器的2-狀態NPML檢測器的功能的替換的形式。
圖16A-16C表示按照本發明(4-狀態，N-抽頭預測器)的NPML檢測器的另一個實現方案。
圖17A-17C表示按照本發明(4-狀態，N-抽頭預測器)的NPML檢測器的另一個實現方案。總的描述下面描述NPML檢測器的實現方案的主要形式。
圖1的方框圖顯示本發明的NPML檢測器10如何適用於現有的PRML信道結構。顧客數據In在編碼器12以速率-8/9RLL代碼被編碼，在編序器13中被編序和在預編碼器14中以1/(1_D2)運算被預編碼後(其中D是單位延時算子)，由寫頭15以二進位數字an∈{-1，+1}的形式被寫在磁碟11上。當從所述磁碟11恢復顧客數據時，模擬信號r(t)由讀頭15生成，並在讀頭的輸出端被提供。然後，該信號r(t)經過分路(arm)電子設備16被加到可變增益放大器(GVA)電路17。VGA電路17的輸出信號首先使用模擬低通濾波器(LPF)18予以低通濾波，然後由模擬-數字(A/D)變換器19變換為數字形式Xn。A/D變換器19和VGA單元17的功能分別由定時恢復和增益控制環20和21被控制。模擬低通濾波器最好是提升較高頻率的濾波器以避免A/D變換器19的飽和。在A/D變換器19的輸出端的數字樣本Xn(圖1中標以A的線)首先由數字均衡器22成形為PR4信號樣本(圖1中標以B的線)，然後以數字樣本yn的形式傳送到本發明的NPML檢測器。在藉助於預編碼器23執行(1_D2)運算而進行的逆預編碼以後，NPML檢測器10的輸出數據(即，最後判決，圖1中標以C的線)經過解編序器24被饋送到用於速率-8/9RLL代碼的解碼器5，它給出恢復的顧客數據_n-d。在圖1中跟隨在NPML檢測器後的逆預編碼器功能可以是單獨的功能塊(如圖所示)式也可被插入在檢測器的網格(殘留路徑存儲器)中。圖2A顯示了圖1中的與本發明有關的方塊數字均衡器22，NPML檢測器10，和逆預編碼器23。
數字均衡器22的係數通常可被最優化，這樣，包括磁頭/磁碟-媒體特性和模擬LPF18在內的總的傳輸函數可以和具有廣義的部分響應形式f(D)＝(1+f1D1+……+fpDp)的任意想要的系統多項式接近一致，其中係數fi可以是任意實數。例如，對於第4類PR系統部分響應(PR)多項式是f(D)＝(1-D2)。同樣地，對於擴展的部分響應第4類系統(EPR4)的多項式是f(D)＝(1-D2)(1+D)＝(1+D-D2-D3)。另一個例子是f(D)＝(1-0.1D-0.9D2)。
圖2B表示以預測誤差濾波器41級聯帶有插入的反饋(FB)的序列檢測器(SD)30的形式的NPML檢測器10的基本結構。
在下面，我們使用PR4-均衡的信號yn(圖2B中的線B)，然而，本發明的方案可被應用到由圖2A和2B中的均衡器22實現的任何成形。
圖2C和2D顯示按照本發明的NPML檢測器的兩種等價形式。其基本原理可被解釋如下。令yn是PR4數字均衡器的輸出(圖1，2C和2D中標以B的線)。那麼這個輸出包含PR4數據信號和有色噪聲(有色幹擾分量)，即yn＝an-an-2+wn(1)其中an∈{-1，+1}表示以速率1/T寫在磁媒體上的編碼/預編碼的數據序列，及Wn代表在數字均衡器22的輸出端處的有色噪聲序列。有色噪聲分量功率(有色幹擾分量)可藉噪聲預測來減小。如果p(D)＝(p1D1+p2D2+…+pNDN)表示傳輸多項式，式等價地，E(D)＝1-P(D)表示噪聲樣本wn的N抽頭最小均方(MMSE)預測器的預測誤差濾波器的傳輸多項式，則信號en=wn-wn^=]]>wn-i=1Nwn-ipi=]]>=(yn-an+an-2)-i=1N(yn-i-an-i+an-1-2)pi]]>(2)代表PR4均衡的輸出信號yn的預測誤差或等價地加白的噪聲分量。預測/加白處理的可靠運行通過使用根據與在序列(Viterbi)檢測器中可供使用的每個狀態有關的路徑歷程所得出的判定而成為可能的。在這種意義上，NPML檢測器是用於帶有插入預測或等價插入反饋的(PR)信號的MLSD檢測器。
鑑於(1)和(2)式，相應於從狀態sj轉移到狀態sk的PR4均衡樣本的NPML檢測器10的分支度量取以下形式λ(sj·sk)＝=|yn-i=1N(yn-1-an-i(sj)+an-i-2(sj))pi-an+an-2|2---(3)]]>其中項an-j(sj)，an-i-2(sj)代表從與狀態sj有關的路徑歷程得出的過去的判定，而an，an-2是由假設的狀態轉移sj→sk確定。明顯地，噪聲預測處理清晰地出現在執行NPML檢測器的Viterbi算法的分支度量計算中。而且可以看到，通過設置預測器係數pi等於零，在(3)式中的分支度量變成為4-狀態PRML檢測器的分支度量。
(3)式中的分支度量也可被寫成為(sj,sk)=|yn-i=1Nyn-1pi+i=1N(an-1(sj)-an-i-2(sj))pi-an+an-2|2---(4)]]>注意到(4)式中的第一求和項是和狀態無關的，以及在對其餘的項做某些重新排列後，等價的分支度量被得到為(sj,sk)=|zn+i=k+1N+2an-i(sj)gi+i=1kan-igi-an|2---(5)]]>其中信號樣本

是圖2c的等價NPML實現方案中所示的預測誤差濾波器41的輸出，以及{gi，i＝1，2，…，N+2}是圖2c中的插入反饋濾波器42(FIR有限衝擊響應或基於RAM的濾波器)的係數可以表明，在(5)式中引入的係數{gi，i＝1，2，…，N+2}是以下多項式的係數g(D)＝(+1-g1D1-g2D2-…-gN+2DN+2)＝(1-D2)(1-P(D))＝(1-D2)E(D)基於PR4的NPML系統的有效ISI存儲器L因而是L＝N+2。在(5)式的第一求和項中的符號an-i(sj)代表從與狀態sj有關的路徑歷程得出的過去判定，而在(5)式的第二求和項中的符號an-i代表狀態信息。明顯地，通過增加K，我們有效地增加NPML檢測器的狀態數和減小插入的判決反饋的長度。相反地，通過減小K，狀態數被減小，是以增加插入的判決反饋的長度為代價的。這樣，按照本發明，呈現的NPML檢測器族提供了狀態複雜度和插入判決反饋長度之間的折衷。
分別在圖2C和2D顯示的NPML檢測器10的兩個等價的實現方案不需要改變各信號處理塊，即被IBM及其它部件所使用的當前PRML/EPRML信道結構的VGA17，模擬LPF18，數字均衡器22，定時恢復和增益控制環20和21。按照本發明的NPML檢測器族的任何部件可以代替PRML/EPRML檢測器或是與之同時運行。
圖2E表示以與具有插入反饋的順序檢測器級聯的濾波器形式的NPML方案的第三個可能的實現例。在這種情況下，數字均衡器22和預測誤差濾波器41的組合(見圖2B)被表示為FIR151的單個有限衝擊響應濾波器所代替。現在輸入到濾波器FIR151的是在A/D變換器19的輸出端處的非均衡樣本xn(圖1和圖2E中標以A的線)。濾波器FIR151具有把噪聲白色化特性，並在其輸出端的信號樣本zn中引出ISI的受控制量。然後，反饋濾波器(FIR2或RAM52)的係數以上述相同方式用於對帶有插入反饋的序列檢測器的分支度量計算中。因此，分支度量取以下形式(sj,sk)=|zn+i=K+1N+2an-i(sj)bi+i=1Kan-ibi-an|2---(6)]]>其中zn是FIR151的輸出和{bi，i＝1.2，…，N+2}是濾波器FIR252的係數集。應當注意，表達式(5)和(6)實際上是相同的。可以證明，對於無限長濾波器，在圖2A-2E中所示的帶有插入反饋的序列檢測的三個替換的實現方案是等價的。
應當看到，以上所述的NPML原理可被應用於系統多項式f(D)的任何形式。然而後面，只把PR第IV類多項式(PR4)看作為目標多項式。
在DASD中使用的NPML檢測器的性能和優選參數用NPML檢測的磁記錄系統的誤差性能已通過計算機仿真予以研究，以便確定實際系統中要使用的適當參量N(預測器係數的數目)和K(定義檢測器狀態數2K的檢測器存儲器長度)。具體地講，在本文件所述的情形中當預測器係數N＝1，N＝2和N＝4時導致優選的NPML檢測器。
NPML檢測器族的兩個低複雜度的派生物也已作過研究。像整個NPML檢測器族一樣，這兩種方案也不需要改變當前PRML信道結構的信號處理部分(也參看圖1)。圖3A表示使用與傳統PRML檢測器級聯的無記憶檢測器的噪聲預測部分。PR4-均衡的信號(圖1和3A中標以B的線)的有色噪聲分量首先被預測器白色化。應當注意，一個3-電平(+2，0，-2)無記憶檢測器提供對於白色化處理所需要的(試驗性的)PR4(信號樣本)判定，而不是把預測器插入到MLSD處理中。然後，受加白的噪聲分量損傷的PR4-均衡的樣本被饋送到傳統的PRML檢測器和逆預編碼器以得到改進的最後判定。圖3B是類似於分別在圖2C和2D中的等價形式的圖3A方案的等價形式。
第二種低複雜度的NPML檢測器方案是基於PR4序列可被看作為兩個獨立的交錯的具有多項式(1-D』)的雙碼序列，其中D』是指2T的延時。在這種情況下，在數字均衡器輸出端處的每個雙碼序列(圖1，2C和2D中標以B的線)可用2-狀態網格來描述。分開地在這些2-狀態交錯網格的每個網格上運算的Viterbi算法將使用在(3)式或(5)式中給出的分支度量，其中時間指數是偶數或奇數。例如，當Viterbi算法工作在偶數網格上時，分支度量式(3)或(5)的時間指數將是偶數，而在噪聲白色化時奇數過去判決的作用將來自具有奇數網格的最好度量的路徑存儲器。
另一個次優方案是尋找具有最好度量的狀態，通過使用從相應於此最好狀態的殘留路徑作出的判決，並應用它作為在對於所有狀態的度量更新計算中的反饋項。這種方法具有優點只使用一單個RAM。
帶有非線性預測器的NPML檢測器的概念此處所述的NPML概念當噪聲預測器具有一定的非線性特性和/或預測器係數的計算是基於不同的噪聲模型時也是能應用的。
本NPML結構考慮到根據出現在實際目標系統中的各種不同的隨機噪聲對噪聲預測器功能進行優化時的最大靈活性。例如，在硬碟驅動時的總的噪聲中只有一部分適合採用加性高斯白噪聲(AWGN)模型。除AWGN以外，總噪聲包括其它噪聲源，例如信號有關的磁碟噪聲，由於結構抓痕引起的噪聲等。另外，在一定程度上，在模擬讀出信號中還存在有相干幹擾；例如時鐘和/或相鄰磁軌信號。
因為NPML概念實際上允許對於輸入的信號部分的傳輸函數不同於對於也存在於信號中的噪聲和其它幹擾分量的傳輸函數，所以預測器可以被最優化，以使由於任何類型的損傷源引起的信號擾動最小。傳統的檢測器(例如PRML和EPRML檢測器等)只被最優化到這種程度，即在檢測器輸入端的信號幹擾僅是加性的，隨機的，非相關的和高斯的。在實際的DASD系統中這往往是很差的近似；因此，使用線性預測器和/或按照這種理想化噪聲模型計算預測器係數，在這種假設符合得很差的情形中不可能達到最優解。
在硬碟驅動時，AWGN和所謂的「磁碟噪聲」都是讀出信號損傷的主要源。下面給出一個具有四係數(N＝4)的線性噪聲預測器的例子，其中通過結合在噪聲統計中的AWGN以及磁碟噪聲計算了係數。磁碟噪聲的簡單模型是所謂的「轉變抖動模型」，其中每個偏離其標稱位置的寫入的轉變的偏差是一隨機變量。對於工作在PW50/T＝3時的信道只有AWGN情況，在PRML檢測器輸入端達到的有效SNR是15.4dB，在64-狀態NPML檢測器的輸入端是18.9dB。在AWGN與磁碟噪聲(轉變抖動)相組合的情況下，對於以PW/50/T＝3工作的信道，在PRML檢測器輸入端的有效SNR是12.7dB，以及在64-狀態NPML檢測器的輸入端是15.5dB。可以有趣地看到，NPML檢測器能使預測器係數適合於不同的噪聲統計，因而比之PRML可保持2.8～3.5dB的SNR餘量。雖然這個例子對於NPML使用4-抽頭線性噪聲預測器，但提出權利保護要求的這種技術及其利益是關於所有可能類型的噪聲預測器的(包括非線性預測器)。
NPML檢測器優選實施例的舉例在PRML系統內的NPML檢測器的實現方案的優選形式是圖2C所給出的形式。對於NPML檢測器10的這種實施例的更多細節在本節中給出。圖4顯示了按照圖2C的NPML檢測器中的主要功能塊的運行—此處所顯示的度量更新單元(MUU)68是對於在時間nT的狀態sk。圖4說明在各個不同功能塊的輸入和輸出之間所要求的時間關係。對於每個假定的狀態sk，K＝1，2，…，2K，其中K∈{1，2，…，L}和L是受控制的ISI項的數目，例如，對於PR4，L＝N+2，必須提供分開的MUU功能。在高性能DASD中，對於每個狀態必須提供並行的MUU硬體，以滿足數據通過量的要求，然而，原則上，如果速度限制允許的話，硬體可以共享。而且，這裡和此後都假定，殘留路徑存儲器(SPM)61，正如例如圖4所示，通過使用寄存器-交換方法而被實現，例如，如在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中所描述的。
傳統MLSD(Viterbi)檢測器的分支度量(BM)單元只需要從均衡器直接得到的信號樣本輸入(圖2C中標以B的信號)。如圖4所示，具有K＜L的NPML檢測器的突出特性在於，BM單元62，63需要由預測器41處理的信號樣本(圖2C中標以zn的信號)，以及來自在SPM61和MUU68之間的反饋路徑的FIR或基於RAM的濾波器64，65的附加輸入信號(圖4中的信號Gsi和Gsj)。應當注意，反饋濾波器64，65沒有公共的串聯輸入，但它們在每個符號時段T被並行地輸入。每個FIR或基於RAM的濾波器64，65的輸入是從對於每個假設狀態(即，圖4中分別為si和sj)的存儲在SPM61中的殘留路徑歷程得出的最近的過去判定集。圖3中的相加-比較-選擇(ACS)單元把分支度量分別加到狀態度量Msi和Msj，比較這些結果，選擇殘留路徑Msk，並提供對於SPM61中相應的判決路徑的更新信號Ssk。SPM61在輸出線67上產生具有相對於時間nT的dT秒的延時的最後判定。本NPML檢測器的另一個特性在於，延時參量d與為PR信令(即具有頻譜零點的PR信令方案，例如PR4)設計的傳統的MLSD檢測器的延時參量相比，通常可被做得更短。
使用四個預測器係數(N＝4)和兩個狀態(K＝1)的NPML檢測器對於N＝4和K＝1，基於(5)式的分支度量變為(sj,sk)=|zn+i=26an-i(sj)gi+an-1g1-an|2---(7)]]>其中信號樣本

是預測誤差濾波器41的輸出。分別使數據符號「+1」和「-1」與二進位數1和0相聯繫，將狀態信息an-1＝+1(-1)映射為當前狀態si＝1(0)，而當前數據符號an＝+1(-1)映射為下一個狀態ak＝1(0)。令G1n-1=i=26an-i(1)gi.]]>(8)G0n-1=i=26an-i(0)gi.---(9)]]>可得到四個分支度量λ(1，1)＝|zn+G1n-1+g1-1|2.
(10)λ(1，0)＝|zn+G1n-1+g1+1|2.(11)λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-1|2.(12)λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1+1|2.(13)其中，zn是從級聯以均衡器的相應4-抽頭預測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的量將是有用的Z11n＝zn+g1-1. (14)
Z10n＝zn+g1+1.
(15)Z01n＝zn-g1-1.(16)Z00n＝zn-g1+1.(17)因為它們在反饋環以外被預先計算，如有必要可通過流水線(pipelining)進行。這樣，式(10)-(13)可被分別寫為λ(1，1)＝|Z11n+G1n-1|2.
(18)λ(1，0)＝|Z10n+G1n-1|2.
(19)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2. (20)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2. (21)最後，分別對於狀態1和0定義存儲的度量M1n，和M0n-1，得到圖5所示的網格圖。按照下式來更新該度量M1n＝min{M1n-1+λ(1，1)∶M0n-1+λ(0，1)}. (22)M0n＝min{M1n-1+λ(1，0)∶M0n-1+λ(0，0)}. (23)以及把圖5所示的網格直接映射為硬體功能，導致了圖6所示的帶有4-抽頭預測器77的2-狀態NPML檢測器的實現。此處提出，藉助於基於RAM的濾波器結構71，72生成分別由(8)和(9)式定義的項G1n-1和G0n-1，這些濾波器可被輸入以適當的(五)路徑歷程判定。在圖6上還顯示有由兩個比較器58饋送的2-狀態SPM70。在另一個實施例中(圖上未示出)，圖6所示的SPM70和基於RAM的濾波器71，72的功能可被組合，以試圖加速計算G1n-1和G0n-1。還應注意，通過單元73-76實現的圖6上的平方函數可被加以近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。圖6上的判決信號S1和S0被使用來控制度量多路復接器79和在SPM70中的路徑更新。所選擇的度量M1n和M0n被分別存儲在寄存器80和81中。
圖6所示實現方案的大量變動是可能，這取決於約束條件、複雜度、臨界定時路徑、和算法問題(例如度量界限)。例如，自動度量界限可通過使用饋送給比較器輸入58的加法器82-85中的傳統的模計算方法來達到，如在「An Alternative to metric rescaling in Viterbidecoders」(Viterbi解碼器中的度量重定標的替代方案)，A. P. Hekstra，IEEE Transactions on Communications，Vol. 37. No.11，pp.1220-1222，November 1989中所描述的。度量歸一化的另一個方法可通過應用差度量的概念來實現。定義差度量Dn-1＝M1n-1-M0n-1(24)則得到圖7上的網格，其中度量被這樣更新以使得對於狀態0的度量總是數值為零的度量。這樣，差度量按照下式被更新Dn＝min{Dn-1+λ(1，1)∶λ(0，1)}-min{Dn-1+λ(1，0)∶λ(0，0)}(25)其中可以證明，圖7中會導致差度量Dn＝λ(0.1)-[Dn-1+λ(1，0)]的網格交叉擴張是不可能的。這樣，(25)式中Dn的四個可能值中只有三個值有必要被考慮。把由圖7中網格描述所隱含的算法映射為硬體的一個可能方法示於圖8，其中比較門限現在可由存儲在寄存器80中的差度量Dn-1給出。圖8在其它方面類似於圖6。在不可能或不方便使用依賴於度量歸一化的2-態補碼算術的傳統的模計算方法的情況下，差度量方法是有用的。
使用兩個預測器係數(N＝2)和四狀態(K＝2)的NPML檢測器對於N＝2和K＝2即2K＝4狀態，基於(5)式的分支度量變成為(sj,sk)=|zn+i=34an-i(sj)gi+an-1g1+an-2g2-an|2---(26)]]>其中信號樣本zn＝yn-yn-1p1-yn-2p2是2-抽頭預測誤差濾波器的輸出。再次分別把數據符號「+1」和「-1」與二進位數1和0相聯繫，我們分別把狀態信息(an-2，an-1)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)映射為當前狀態si＝0，1，2和3。同樣地，下一個狀態信息(an-1，an)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)被分別映射為下一個狀態sk＝0，1，2和3。令G3n-1=i=34an-i(3)gi=an-3(3)g3+an-4(3)g4.---(27)]]>G2n-1=i=34an-i(2)gi=an-3(2)g3+an-4(2)g4.---(28)]]>G1n-1=i=34an-i(1)gi=an-3(1)g3+an-4(1)g4,---(29)]]>G0n-1=i=34an-i(0)gi=an-3(0)g3+an-4(0)g4,---(30)]]>則可得到8個分支度量λ(3，3)＝|zn+G3n-1+g1+g2-1|2.
(31)λ(3，2)＝|zn+G3n-1+g1+g2+1|2.
(32)λ(2，1)＝|zn+G2n-1+g1-g2-1|2.(33)λ(2，0)＝|zn+G2n-1+g1-g2+1|2.(34)λ(1，3)＝|zn+G1n-1-g1+g2-1|2.(35)(36)λ(1，2)＝|zn+G1n-1-g1+g2+1|2.
λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-g2-1|2.(37)
λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1-g2+1|2. (38)其中，zn是從級聯以均衡器的相應2-抽頭預測器濾波器得到的樣本，見圖2C。定義以下的量是有用的Z33n＝zn+g1+g2-1.
(39)Z32n＝zn+g1+g2+1.
(40)Z21n＝zn+g1-g2-1.
(41)Z20n＝zn+g1-g2+1.
(42)Z13n＝zn-g1+g2-1.
(43)Z12n＝zn-g1+g2+1.
(44)Z01n＝zn-g1-g2-1. (45)Z00n＝zn-g1-g2+1. (46)因為它們在正反饋環以外被預先計算，如有必要可通過流水線進行。這樣，式(31)～(38)可被分別寫為λ(3，3)＝|Z33n+G3n-1|2.
(47)λ(3，2)＝|Z32n+G3n-1|2.
(48)λ(2，1)＝|Z21n+G2n-1|2. (49)λ(2，0)＝|Z20n+G2n-1|2. (50)λ(1，3)＝|Z13n+G1n-1|2. (51)
λ(1，2)＝|Z12n+G1n-1|2. (52)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2. (53)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2. (54)最後，對於當前狀態si＝0，1，2和3中的每個狀態定義存儲的(當前的)度量Msin-1，得到圖9所示的網格圖。按照下式來更新對於下一狀態si＝0，1，2和3的四個度量。Mskn=min{Msjn-1+(sj,sk):Msjn-1+(sj,sk)},---(55)]]>其中sj和si是可能的當前狀態。把圖9所示的網格直接映射為硬體功能，導致了圖10A，10B，10C中所示的方案。分別由式(27)～(30)定義的項G0n-1，G1n-1，G2n-1和G3n-1，可藉助於存儲有取決於所選擇的信道工作點的給定係數g1和g2的適當值的隨機存取存儲器(RAM)131-134而被生成；RAM131-134隻需要保持四個不同的值(實際上是兩個不同的值和它們的負數值)。4-狀態SPM135在高速實現方案的情形中是寄存器-交換結構。應當注意，式(31)-(38)中的平方函數可被近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。需要四個判決信號(S0，S1，S2，S3)來控制度量多路復接器和在SPM135中的路徑更新。自動度量界限通過使用在饋送給比較器輸入的加法器136-143中的傳統的模-2算法來達到。
使用四個預測器係數(N＝4)和四狀態(K＝2)的NPML檢測器對於N＝4和K＝2，即2K＝4狀態，基於(5)式的分支度量變成為(sj,sk)=|zn+i=36an-i(sj)gi+an-1g1+an-2g2-an|2---(56)]]>其中信號樣本

是預測誤差濾波器的輸出。再將分別把數據符號「+1」和「-1」與二進位數1和0相聯繫，狀態信息(an-2，an-1)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)分別被映射為當前狀態si＝0，1，2和3。同樣地，下一個狀態信息(an-1，an)＝(-1，-1)，(-1，+1)，(+1，-1)和(+1，+1)被分別映射為下一個狀態sk＝0，1，2和3。令G3n-1=i=36an-1(3)gi.---(57)]]>G2n-1=i=36an-i(2)gi.---(58)]]>G1n-1=i=36an-i(1)gi.---(59)]]>G0n-1=i=36an-i(0)gi.---(60)]]>則可得到8個分支度量λ(3，3)＝|zn+G3n-1+g1+g2-1|2. (61)λ(3，2)＝|zn+G3n-1+g1+g2+1|2. (62)λ(2，1)＝|zn+G2n-1+g1-g2-1|2. (63)
λ(2，0)＝|zn+G2n-1+g1-g2+1|2. (64)λ(1，3)＝|zn+G1n-1-g1+g2-1|2.
(65)λ(1，2)＝|zn+G1n-1-g1+g2+1|2. (66)λ(0，1)＝|zn+G0n-1-g1-g2-1|2. (67)λ(0，0)＝|zn+G0n-1-g1-g2+1|2. (68)其中，zn是從級聯以均衡器的相應4-抽頭預測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的量將是有用的Z33n＝zn+g1+g2-1.
(69)Z32n＝zn+g1+g2+1.
Z21n＝zn+g1-g2-1. (70)(71)Z20n＝zn+g1-g2+1.(72)Z13n＝zn-g1+g2-1.
(73)Z12n＝zn-g1+g2+1.
(74)Z01n＝zn-g1-g2-1. (75)Z00n＝zn-g1-g2+1. (76)因為它們在反饋環以外被預先計算，如有必要可通過流水線進行，這樣式(61)～(68)可被分別寫為λ(3，3)＝|Z33n+G3n-1|2. (77)
λ(3，2)＝|Z32n+G3n-1|2. (78)λ(2，1)＝|Z21n+G2n-1|2.
(79)λ(2，0)＝|Z20n+G2n-1|2.
(80)λ(1，3)＝|Z13n+G1n-1|2. (81)λ(1，2)＝|Z12n+G1n-1|2.
(82)λ(0，1)＝|Z01n+G0n-1|2.
(83)λ(0，0)＝|Z00n+G0n-1|2.
(84)最後，對於當前狀態si＝0，1，2和3中的每個狀態定義所存儲的(當前的)度量Msin-1，得到圖9所示的網格圖。按照下式來更新對於下一狀態sk＝0，1，2和3的四個度量Mskn=min{Msjn-1+(sj,sk):Msin-1+(sj,sk)}.---(85)]]>其中sj和si是可能的當前狀態。把圖9所示的網格直接映射為硬體功能，導致了圖11A，11B和11C中所示的實現結構。與圖10A，10B，10C相比較，注意相似性和各自的差異(預測器濾波器的大小和RAM地址長度)。分別由式(57)～(60)定義的項G0n-1，G1n-1，G2n-1和G3n-1可藉助於可被裝載以取決於所選擇的信道工作點的適當值的RAM結構而被生成；4-狀態SPN也可以是寄存器 交換結構。應當注意，式(61)～(68)中的平方函數可被近似，以便簡化所需要的電路，而在性能上只有最小的損失。在SPM135中需要四個判決信號S0，S1，S2和S3來控制度量多路復接器和路徑更新。
帶有4-抽頭噪聲預測器的4-狀態NPML檢測器的實現方案的大量變動是可能的，取決於對複雜度，臨界定時路徑，和諸如度量邊界一類的算法問題的約束條件。例如，自動度量邊界可通過使用在饋送給比較器輸入的加法器中的傳統的模計算方法來達到。度量規一化的另一個方法，上面介紹的差度量技術，可例如通過更新度量以使存儲的狀態0的度量總是數值為零的度量而被擴展到4-狀態NPML檢測器。實現(4-狀態)NPML檢測器的進一步的變化可藉顯式擴展包括在賦值分支度量λ(sj，sk)中的平方函數而達到。
使用單個抽頭預測器(N＝1)和8狀態(K＝N+2＝3)的NPML檢測器在此之前已指出，使用單個抽頭預測器的8-狀態NPML檢測器(即，N＝1和K＝N+2＝3以使2K＝8狀態的情形)是在NPML檢測器族內的一個成員，它對於DASD應用具有特別實際的意義。因為在這種特定情況下，沒有基於過去判定的反饋，即檢測器只使用對噪聲預測的(假設的)狀態信息，所以不存在如圖4所示的經過FIR或基於RAM的濾波器64和65的反饋環。對於N＝1和K＝3，基於(5)式的(16)個分支度量變成λ(sj，sk)＝|zn+an-1g1+an-2g2+an-3g3-an|2(86)其中信號樣本zn＝yn-p1yn-1，而且，由於在(86)式中，g1＝p1，g2＝1和g3＝-p1，我們可寫出λ(sj，sk)＝|zn+an-1p1+an-2-an-3p1-an|2(87)其中三項(an-3，an-2，an-1)代表假設的狀態si，an是假設的發送符號，以及三項(an-2，an-1，an)代表結果的下一個狀態sk。在這種情形下，最好是計算(87)式的右邊的平方，去掉所有與狀態無關的項，以及計算剩餘的表示式。這樣，得到等價的分支度量λ′(sj，sk)＝-[an-an-2-(an-1-an-3)p1]zn-(anan-1+an-2an-3)p1-anan-2+(anan-3+an-1an-2)p1-an-1an-3p12.]]>(88)我們現在任意地使用與以上所使用的多少有點不同的規則來把狀態信息映射為相應的狀態數，即把sj=(an-3，an-2,an-1)＝(-1，-1，-1)映射為狀態0，把sj=(an-3，an-2，an-1)＝(+1，-1，-1)映射為狀態1，…，把sj=(an-3，an-2，an-1)＝(+1，+1，+1)映射為狀態7。接著，把與狀態無關項(1+，p12)加到由(88)式表示的所有十六個分支度量以及把結果除以2，等價的分支度量可列舉如下λ″(0，0)＝λ″(2，5)＝λ″(5，2)＝λ″(7，7)＝0(89)λ″(0，4)＝λ″(5，6)＝-zn+1(90)λ″(1，0)＝λ″(3，5)=p1(-zn+p1)(91)λ″(1，4)＝α(-zn+α)(92)λ″(2，1)＝λ″(7，3)=zn+1 (93)λ″(3，1)＝β(zn+β) (94)λ″(4，2)＝λ″(6，7)＝p1(zn+p1)(95)λ″(4，6)＝β(-zn+β)(96)λ″(6，3)＝α(zn+α)(97)其中α＝1+p1，β＝2-α＝1-p1，zn＝yn-p1yn-1. (98)對於狀態sj=0，1，…，7定義存儲的度量Msjn-1，得到圖12所示的狀態圖。按照下式來更新對於下一狀態sk=0，1，…，7的8個度量MsknMskn=min{Msjn-1+(sj,sk):Msin-1+(si,sk)},---(99)]]>其中sj和si是按照圖12的網格的在時間n-1時的狀態。後者在原則上可被直接變映射為硬體結構。
圖12中的網格可通過應用和在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952所描述的同樣的變換技術而被簡化所得到的變換的網格顯示於圖13，其中16個分支度量中的12個分支度量是零值的，其餘的四個度量具有值2p1或-2p1。定義濾波的樣本Yn=-p1yn+1+(1+p12)yn-p1yn-1---(100)]]>其中yn＝an-an-2+噪聲是PR4-均衡的有噪聲的樣本，圖13的網格中所顯示的量zn和Qn可被分別表示為Zn=Yn+(1+p12)---(101)]]>和Qn=-Yn+(1+p12)=-Zn+2(1+p12),---(102)]]>如有必要，這些量可通過流水線電路來計算，因為它們不是度量反饋環的一部分。把圖13的網格直接映射為硬體結構，導致圖14所示的方案8個判決信號S0-S7也控制未特別顯示的8-狀態SPM(寄存器-交換)的運行。SPM通過逆預編碼器傳送最後判定。
由圖12-14描述的NPML方案的重要特性是它的執行對於噪聲預測器係數p1的任意數值的檢測功能的能力。因此，通過用最適合的預測器係數(取決於信道工作點)編程硬體，可在單個抽頭預測器的約束條件內得到最佳檢測。具體地講，通過設置p1＝0，該方案執行對PR4信號的檢測，即該硬體作為PRML檢測器運行。另一方面，設置p1＝-1，該方案執行對EPR4信號的檢測，即該硬體作為EPRML檢測器運行。SPM的最大的所需要的長度，或等價地，用於最後判決的最大的判決延時，應當被選擇為使得對於最靈敏的方案(例如，EPRML)可以保持性能。
為了實現起見，通過把方便的與狀態無關的項加到式(101)中所定義的zn，例如以使zn→zn′＝Yn來修改對於靈活的8-狀態、單抽頭預測器NPML方案所提出的算法可能是有利的。在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中已經證明，EPRML的性能不受這樣的度量影響，因為信道是無直流分量的(在零頻率點上頻譜是零)；這個性質也擴展到NPML檢測器。這樣，圖14的另一個方案版本通過把zn和Qn分別修改為使得zn→zn′＝Yn和Qn→Qn′＝-Yn+2(1+p12)＝-Zn′+2(1+p12)而得到。應當注意，條件，Zn+Qn＝Zn′+Qn′＝2(1+p12)必須總是理論上被滿足。然而，正如在1995年8月30日公布的專利申請GB-A-2286952中所描述的，在實踐時最好修改這個條件使得Zn+Qn＝Zn′+Qn′＝2(1+p12)-γ，其中γ是一個小的正的常數實際值可以是γ＝0.25。
替換的實現形式和修改這一節進一步說明大量的對於按照本發明的NPML檢測器是可能的實現形式。上面給出的檢測器的一些替換形式和簡化結構現在稍為詳細地被描述2-狀態、4-抽頭預測器NPML令G1n-1=g1+i=26an-i(1)gi,---(103)]]>G0n-1=-g1+i=26an-i(0)gi,---(104)]]>則可以得到四個等價的分支度量λ(1，1)＝|zn+G1′n-1-1|2.(105)λ(1，0)＝|zn+G1′n-1+1|2.
(106)λ(0，1)＝|zn+G0′n-1-1|2.
(107)λ(0，0)＝|zn+G0′n-1+1|2.
(108)其中，zn是從級聯以均衡器的相應4-抽頭預測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。定義以下的新的量是有用的Z1n＝zn-1. (109)
Z0n＝zn+1.(110)所以式(105)～(108)可被寫為λ(1，1)＝|Z1n+G1′n-1|2.
(111)λ(1，0)＝|Z0n+G1′n-1|2. (112)λ(0，1)＝|Z1n+G0′n-1|2. (113)λ(0，0)＝|Z0n+G0′n-11|2.(114)實現圖6功能的替換形式被示於圖15。此處，建議通過隨機存取存儲器查找表生成分別由(103)和(104)式定義的G1′n-1和G0′n-1，其中RAM121，122可被裝入取決於所選擇的信道工作點的適當值(每個RAM32個值)。SPM123分別提供5個地址比特an-2(1)，…，an-6(1)和an-2(0)，…，an-6(0)給RAM121和122，如圖15所示。
對於差度量方法的分支度量的計算(圖8)同樣可被修改在這種情況下，進一步的簡化是可能的。例如，必須被預先計算的可能的差度量Dn＝λ(0，1)-λ(0，0)＝-4(zn+G0′n-1)和Dn＝λ(1，1)-λ(1，0)＝-4(zn+G1′n-1)具有以信號樣本zn和由RAM產生的各自的量表示的簡單表達式。
4-狀態、N抽頭預測器NPML，其中N＝2或4(替換例1)令G3n-1=g1+g2+i=3N+2an-i(3)gi,---(115)]]>G2n-1=g1-g2+i=3N+2an-i(2)gi,---(116)]]>G1n-1=-g1+g2+i=3N+2an-1(1)gi,---(117)]]>G0n-1=-g1-g2+i=3N+2an-i(0)gi,---(118)]]>則得到8個等價的度量λ(3，3)＝|zn+G3′n-1-1|2. (119)λ(3，2)＝|zn+G3′n-1+1|2. (120)λ(2，1)＝|zn+G2′n-1-1|2. (121)λ(2，0)＝|zn+G2′n-1+1|2.
(122)λ(1，3)＝|zn+G1′n-1-1|2.
(123)λ(1，2)＝|zn+G1′n-1+1|2. (124)λ(0，1)＝|zn+G0′n-1-1|2. (125)λ(0，0)＝|zn+G0′n-1+1|2. (126)其中，zn是從級聯以均衡器的相應N-抽頭預測誤差濾波器得到的樣本(見圖2C)。分別利用定義Z1n＝zn-1和Z0n＝zn+1，式(19)-(126)可分別被寫為λ(3，3)＝|Z1n+G3′n-1|2.
(127)λ(3，2)＝|Z0n+G3′n-1|2.(128)λ(2，1)＝|Z1n+G2′n-1|2.(129)
λ(2，0)＝|Z0n+G2′n-1|2.(130)λ(1，3)＝|Z1n+G1′n-1|2.
(131)λ(1，2)＝|Z0n+G1′n-1|2.(132)λ(0，1)＝|Z1n+G0′n-1|2.(133)λ(0，0)＝|Z0n+G0′n-1|2.(134)再次得到圖9所示的網格圖。把此網格直接映射為硬體功能—通過使用如上定義的新變量—導致圖16A，16B，16C中所顯示的結構。分別由式(115)-(118)定義的項G0′n-1，G1′n-1，G2′n-1和G3′n-1可再次藉助於可被裝入取決於所選擇的信道工作點的適當值的RAM151-154予以生成4-狀態SPM155—再次假定是寄存器-交換結構—為四個RAM(每個狀態一個RAM)的每個RAM提供N個地址比特；等價地，這四個RAM151-154可被組合成一個帶有多個輸入端和輸出端的單個RAM結構。自動度量邊界通過使用在饋送給比較器輸入的加法器中的傳統的模-2技術來達到。
通過模擬VLSI技術實現的NPML檢測器被包括在NPML檢測器族內的任何檢測器的實現可以以數字、模擬或混合的數字/模擬VLSI(超大規模集成)電路技術來完成。模擬技術的實現在高數據速率和/或低功耗應用中特別有利。PRML的一個實例在「Analog lmplementation of Class-IV Partial-Response ViterbiDetector(第四類部分響應維特比檢測器的模擬實現)」，A.H.Shakiba等，Proc.ISCAS』94.1994中被描述，類似的方法可被應用到NPML檢測器。
具有減小的SPM長度的NPML檢測器上面已表明，通常NPML檢測器不呈現準突變性誤差傳播。這種性質可被利用來通過減小在Viterbi檢測器中路徑存儲器的長度而不損傷性能來節省硬體和減小解碼延時。另一方面，這種硬體節省可通過使用以比8/9高的速率的受限遊程長度(RLL)編碼而與記錄密度的附加增加進行權衡，因為對於SPM長度的編碼約束條件可以放鬆。
4-狀態、N-抽頭預測器NPML，其中N＝2或4(替換例2)在式(119)-(126)中，令G33′n-1＝G3′n-1-1(135)G32′n-1＝G3′n-1+1 (136)等等，我們可把8個分支度量寫為λ(3，3)＝|zn+G33′n-1|2.
(137)λ(3，2)＝|zn+G32′n-1|2.
(138)λ(2，1)＝|zn+G21′n-1|2. (139)λ(2，0)＝|zn+G20′n-1|2.
(140)λ(1，3)＝|zn+G13′n-1|2.
(141)λ(1，2)＝|zn+G12′n-1|2.
(142)λ(0，1)＝|zn+G01′n-1|2. (143)λ(0，0)＝|zn+G00′n-11|2. (144)這個方案導致圖17A，17B，17C中所示的實現方案，其中平方函數可被近似為如由A. Eshraghi等寫的「Design of a New SquaringFunction for the Viterbi Algorithm」(Viterbi算法的新平方函數設計)，IEEE Journal of Solid State Circuits，Vol.29.No.9，September1994，pp.1102-1107。
權利要求
1.用於信道中的噪聲預測最大似然(NPML)序列檢測的設備，包括a)預測誤差濾波器，用於加白通過所述信道接收的樣本yn的有色隨機噪聲分量，所述樣本yn包括被所述有色隨機噪聲分量損傷的廣義部分響應信號分量，導致現在具有L個符號間幹擾分量的信號zn，b)序列檢測器，它具有·等於2K的狀態複雜度，其中0≤K≤L，L代表所述符號間幹擾分量的數目，以及·殘留路徑裝置，用於存儲相應於2K條殘留路徑的路徑歷程判定，c)用於抵消所述L個符號間幹擾分量中的L-K個分量的裝置，所述裝置包括·反饋裝置，用於藉使用被預先計算和被存儲的符號間幹擾抵消項而進行符號間幹擾抵消，以及·恢復裝置，用於通過把所述路徑歷程判定作為地址加到用於符號間抵消的所述反饋裝置，從而恢復所述符號間幹擾抵消項。
2.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述用於抵消的裝置包括至少一個用於存儲所述符號間幹擾抵消項的隨機存取存儲器，所述隨機存取存儲器被安排成使得符號間幹擾抵消項通過把從所述殘留路徑裝置取得的路徑歷程判定作為地址加到所述隨機存取存儲器而被恢復。
3.權利要求1的設備，其特徵在於，其中通過所述信道接收的所述樣本yn是部分響應信號，具體地是部分響應第4類(PR4)成形信號。
4.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述序列檢測器是維特比檢測器。
5.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述序列檢測器是2-狀態序列檢測器和所述預測誤差濾波器包括4-抽頭預測器。
6.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述序列檢測器是4-狀態序列檢測器和所述預測誤差濾波器包括2-抽頭預測器。
7.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述序列檢測器是4-狀態序列檢測器和所述預測誤差濾波器包括4-抽頭預測器。
8.權利要求1的設備，其特徵在於，其中所述序列檢測器是8-狀態序列檢測器，優選地是可編程的序列檢測器，以及所述預測誤差濾波器包括1-抽頭預測器。
9.權利要求1的設備，其特徵在於，或者包括由所述檢測器的輸出所饋送的分開的逆預編碼器，或者包括用於把逆預編碼器功能插入到所述序列檢測器的裝置。
10.權利要求1的設備，其特徵在於，它所具有的對於所述樣本yn的信號部分的傳輸函數不同於對於所述有色隨機噪聲分量的傳輸函數。
11.權利要求2的設備，其特徵在於，其中所述預測誤差濾波器和/或所述隨機存取存儲器具有非線性傳輸特性。
12.權利要求2的設備，其特徵在於，其中所述預測誤差濾波器和/或所述隨機存取存儲器是可編程的。
13.權利要求12的設備，其特徵在於，包括用於自適應地設置所述可編程預測誤差濾波器和/或所述隨機存取存儲器、以便當在所述數據信道上的有色隨機噪聲改變時其特性自動調整的裝置。
14.權利要求1或2的設備，其特徵在於，它被或者完全地、或者部分地以模擬電路技術實現。
15.權利要求1或2的設備，其特徵在於，其中所述反饋裝置包括反饋有限衝擊響應(FIR)濾波器。
16.權利要求1的設備，其特徵在於，包括·用於確定標稱期望值的無記憶檢測器；·用於通過從所述標稱期望值中減去樣本值來估算在多個過去的數字樣本中噪聲成分的裝置；·用於通過使用在多個過去的數字樣本中噪聲成分來預測當前接收的樣本的噪聲成分的裝置；·用於向/從當前接收的樣本加上/減去預測噪聲成分的裝置；和·用於把上述用於加法或減法的裝置的輸出饋送給傳統的部分響應最大似然(PRML)或擴張的部分響應最大似然(EPRML)檢測器的裝置。
17.權利要求1～16中任一項的設備，其特徵在於，其中所述信道是數據傳輸信道，以及所述設備被利用來估算通過所述數據傳輸信道接收的數據。
18.直接存取存儲器裝置，具體是磁碟驅動器，包括直接存取存儲裝置和用於按照權利要求1～16中任一項的噪聲預測最大似然(NPML)序列檢測的設備，所述信道是存儲信道，用於把從所述直接存取存儲裝置恢復的信號饋送給所述設備。
19.權利要求1～16中任一項的設備，其特徵在於，它被結合(附著)在部分響應最大似然(PRML)或擴展的部分響應最大似然(EPRML)系統。
20.權利要求19的設備，其特徵在於，其中數字均衡器是所述部分響應最大似然(PRML)或擴展的部分響應最大似然(EPML)系統的一部分，以及所述預測誤差濾波器被具有能加白所述樣本yn的所述有色隨機噪聲分量的性質的單個有限衝擊響應濾波器代替。
21.權利要求1～16中任一項的設備，其特徵在於，它被連接到部分響應最大似然(PRML)或擴展的部分響應最大似然(EPRML)檢測器，以使得能從所述設備和所述檢測器中的任一個同時運行的第一狀態切換到所述部分響應最大似然(PRML)或擴展的部分響應最大似然(EPRML)檢測器或者所述設備處理通過所述信道接收的所述樣本yn的第二狀態。
22.用於藉助於具有狀態複雜度等於2K(其中0≤K≤L)的序列檢測器進行噪聲預測最大似然(NPML)序列檢測的方法，所述方法包括以下步驟a)加白通過所述信道接收的樣本yn的有色隨機噪聲分量，所述樣本yn包括被所述有色隨機噪聲分量損傷的廣義部分響應信號分量，導致一個因而具有L個符號間幹擾分量的信號zn，b)通過進行基於2K-狀態維特比算法的分支度量計算來消除所述L個符號間幹擾分量中的K個分量，以確定相應於所述樣本yn的最可能的序列，以及c)如果還留有符號間幹擾分量，即如果L-K＞0，則·預先計算符號間幹擾抵消項，·把所述符號間幹擾抵消項存儲在存儲裝置中，·通過把來自所述序列檢測器的路徑歷程判定作為地址加到所述存儲器裝置，而從所述存儲裝置恢復所述符號間幹擾抵消項，·通過使用所述符號間幹擾抵消項來抵消在所述信號zn中的所述L-K個符號間幹擾分量。
23.權利要求22的方法，其特徵在於，包括以下步驟·通過從標稱期望值中減去樣本值來估算在多個過去數字樣本中的噪聲成分，所述標稱期望值由簡單的無記憶檢測確定，·使用在多個過去的數字樣本中的噪聲成分來預測當前接收的樣本的噪聲成分，·把預測的噪聲成分加到當前接收的樣本或從當前接收的樣本減去預測的噪聲成分，以及·把上面最後步驟的輸出饋送給傳統的部分響應最大似然(PRML)或擴展的部分響應最大似然(EPRML)檢測器。
24.權利要求22的方法，其特徵在於，其中通過所述信道接收的所述樣本yn是部分響應信號，具體地是部分響應第4類(PR4)成形信號。
全文摘要
本申請利用新穎的噪聲預測最大似然(NPML)數據檢測方案(10),該方案對通過均衡濾波器(22)從信道、特別是從直接存取存儲器裝置的存儲信道接收的信號樣本進行操作。這種方案是通過對所述均衡器的輸出信號實施噪聲預測/加白處理和通過提供在最大似然序列檢測器(MLSD)的分支度量計算中的裝置來實現的。它還藉助於適當的查找表來抵消所述信號樣本的符號間幹擾(ISI)分量。查找表的內容通過使用最大似然序列檢測器的路徑歷程判定來尋址。
文檔編號H04L25/497GK1198280SQ95197960
公開日1998年11月4日 申請日期1995年9月18日 優先權日1995年9月18日
發明者J·D·科克爾, E·S·埃萊夫塞裡奧, R·L·加爾布雷思, W·希爾特 申請人:國際商業機器公司