具有改進檢測算法和差錯糾正編碼的非線性碼分多址技術的製作方法

2023-09-22 20:20:35 4

專利名稱：具有改進檢測算法和差錯糾正編碼的非線性碼分多址技術的製作方法
技術領域：
本發明一般涉及通信系統的編碼和解碼算法，具體涉及碼分多址(CDMA)系統的編碼和解碼算法，可以增強常規的差錯糾正編碼模式，抗噪聲和發射信號的峰值與平均值功率之比性質。該技術還使發射和接收系統內的複雜性減至最小。
背景技術：
最新的技術進展已使通信電子器件比早幾代電子器件的速度更快，功率消耗較少和較廉價。這又使包括固定和移動裝置在內的全球通信市場快速增長。這種快速增長通過通信技術用戶數目的不斷增加，以及給用戶提供更多的服務和更大的帶寬得到證明。預期這種增長在未來的許多年內將繼續下去。
多用戶通信系統的最新技術包括碼分多址(CDMA)。在廣泛使用的CDMA移動蜂窩式實施方案中，高達64(或256)個信號從基站並行地發射到移動單元。在現實的噪聲環境中，這個數目受到法律或功率控制算法允許發射峰值功率的限制，它取決於來自其他用戶的幹擾。因此，需要在複合CDMA信號的發射信號功率與支持的並行CDMA激活用戶數目之間進行平衡。雖然高發射信號功率往往導致更好的覆蓋和接收機中信號接收，但這也會導致相鄰小區中的較大幹擾。
移動通信系統的一個性能指標是複合CDMA信號的峰值與平均值功率之比(PAP)的幅度。高PAP一直是CDMA系統的固有問題。人們已開發脈衝整形和復調製技術，例如，連續相位調製技術，用於減輕高PAP的負面效應。高PAP還使通信系統更易受到非線性失真的影響，非線性失真往往是由發射機和接收機中高功率非線性放大器引入的。
CDMA中存在的問題表現在利用專用數據信道進行脈衝整形和復調製技術。這些技術降低系統的帶寬效率(帶寬效率是信息傳輸使用的帶寬與系統使用帶寬總量之比的度量)。此外，一些CDMA系統要求更昂貴的電子器件，例如，具有動態範圍大的線性功率放大器，用於處理有高PAP的信號或編碼數據信道。另一種方案是利用非線性功率放大器，但這些非線性功率放大器給高PAP信號引入非線性失真，可能導致接收機中嚴重的數據退化。
當前第三代(3G)無線通信系統的主要問題是，在存在其他用戶幹擾情況下以非常高的數據速率發射時，例如，每秒1至2兆位(Mbps)，給定差錯性能下的有限用戶容量。這主要是由於兩個因素。第一個因素是標準中有限的擴展因子。利用PAP為1的正交可變擴展因子(OVSF)寬帶CDMA(WCDMA)，在以1Mbps發射時，傳輸碼片的擴展因子為4；在以2Mbps發射時，傳輸碼片的擴展因子為2。第二個因素是給定幹擾環境下所用編碼的次最佳性。選擇多碼CDMA(MC-CDMA)有高的PAP和缺乏抗幹擾和抗非線性失真的健壯性。
因此，需要提高CDMA的性能，允許它運行在高數據速率的第三代無線通信系統中。任何新的系統設計不但應減輕與高PAP有關的問題和提高抗幹擾的健壯性，而且能在現有CDMA系統內或通過自然的升級路徑，利用低成本硬體，軟體或固件的實施方案以獲得這些提高。

發明內容
按照本發明，碼分多址(CDMA)技術利用一類定義為Go-CDMA碼的非線性塊碼和用於信號編碼的矩陣。其結果是編碼信號有健壯抗噪聲和良好峰值與平均值功率之比(PAP)的性質。此外，編碼和解碼Go-CDMA編碼信號的算法利用Go-CDMA編碼序列中固有多項式結構以改進信號檢測。
按照本發明的另一個實施例，提出增強編碼的Go-CDMA模式，例如包括卷積編碼，Turbo編碼和塊編碼。這些技術可以利用增強的Go-CDMA解碼技術，該技術利用Go-CDMA編碼信號的多項式結構。在卷積編碼的情況下，新的模式組合差錯糾正的卷積編碼能力和塊Go-CDMA編碼的署名識別能力。按照本發明的實施例，卷積編碼模式與Go-CDMA編碼模式結合的差錯糾正能力遠遠大於這些碼簡單串接可以獲得的能力。
Go-CDMA解碼可以利用Go-CDMA編碼的多數邏輯編碼過程結果中的多項式結構。有藉助於多項式結構解碼期間提取的相關或「固有」奇偶差錯糾正編碼位，可以在最低限計算成本下改進Go-CDMA解碼。還可以利用這個附加位以改進多級編碼和解碼模式中的解碼，特別是在Go-CDMA與卷積編碼或Turbo編碼或塊編碼結合使用的情況下。
用戶與中心站之間無線CDMA通信的一種優選Go-CDMA模式包括在發射機編碼模式中，卷積編碼器與Go-CDMA編碼器的串接。在接收機中，第一解碼級是Go-CDMA軟解碼器，從接收的Go-CDMA信號中恢復附加位，即，奇偶校驗位。然後，從Go-CDMA軟解碼中的相關奇偶校驗位饋入通過第二級卷積解碼並在其中被利用。這可以藉助於Viterbi算法完成的，並加到「倒置」的增廣編碼器，而不是原始的卷積編碼過程，該編碼器也產生該奇偶校驗位。按照這個實施例，Go-CDMA級的作用是有效地獲得高比率卷積編碼器/解碼器的差錯糾正能力，雖然存在一些信號能量損失。
Go-CDMA級的存在允許署名識別，從而也允許利用『RAKE符號可檢測』接收機結構，這在純卷積差錯糾正編碼模式中是不可能的。其他的實施例包括利用卷積編碼和多個Go-CDMA編碼器的結合，和利用Turbo編碼或塊編碼與Go-CDMA編碼器的結合，以及利用RAKE接收機。
本發明的實施例可應用於CDMA通信系統，在許多測量中給出優於常規CDMA和TDMA系統的改進性能。這些測量包括例如，峰值與平均值功率之比(PAP)，作為l/n和n/α函數的差錯糾正。此處，l是Go-CDMA編碼序列的長度，n是多址信道的最大數目，和α是激活選址信道的當前數目。該測量還包括用消息數據速率表示的信道容量，作為信噪比(SNR)函數的發射誤碼率，信號幹擾比(SIR)，其中幹擾來自相鄰的小區，通信小區中激活用戶數目的上限，以及編碼和解碼中的計算工作量。本發明展示的差錯性能遠遠優於現有技術系統。
本發明的實施例很適合於在任何CDMA系統中實施。它們特別適合於高帶寬CDMA系統，例如，第三代和更高代CDMA系統。此外，在包括移動通信單元，基站，發射並行數據消息流的發射站或接收站的任何CDMA系統中，與常規的CDMA系統比較，Go-CDMA實施方案可以允許較少的信號整形開銷和較廉價的電子器件。
本發明的第一個實施例包括應用具有增強檢測的Go-CDMA技術，作為對已知卷積編碼的增廣。設想 比率卷積編碼器，其中m是輸入信息位的數目，而n是輸出卷積編碼位的數目，Go-CDMA增廣就是利用n×lGo-CDMA碼矩陣，在交叉之後編碼n個卷積碼輸出位作為傳輸的l位。解碼是逆過程，即，利用軟和增強檢測，首先Go-CDMA解碼接收的信號，然後去交叉解碼的信號。在無噪聲的情況下，這在信道中恢復進入Go-CDMA解碼的n位和附加的奇偶校驗位以給出n+1位，和用別的方法估算這些位。這些第一級解碼之後是Viterbi解碼器「倒置」增廣的 編碼器，而不是原始卷積 編碼器，它也產生合適的奇偶校驗位。在無噪聲的情況下，這從n+1位序列中恢復m位序列，和用別的方法獲得最大似然性估算值。解碼過程有一些信號損失，實現相當於 卷積編碼器/解碼器。後者強於最佳 比率卷積編碼器/解碼器。利用標準技術，卷積碼的優化以獲得「最佳」性能是有意義的，也是很直接的。
本發明的第二個實施例包括兩個或多個並行卷積/Go-CDMA編碼塊(以上第一個實施例)合在一起構成Turbo編碼結構，其中在每對並行卷積/Go-CDMA編碼塊之間有交叉器。
本發明的第三個實施例包括線性或非線性塊碼，而不是以上的卷積碼。設計一種從Go-CDMA解碼級傳輸差錯糾正的奇偶校驗位以增強下一解碼級的方法。
本發明的第四個實施例包括單級或多級解碼，若任何Go-CDMA解碼塊的固有奇偶校驗位不傳輸到下一級，例如，最後級是Go-CDMA解碼。在這種情況下，奇偶校驗位用於增強該特定級的檢測，如在低噪聲的環境中所指出的。利用其他位或奇偶校驗位計算的差錯代替最可能的位，可以實現增強的檢測。
本發明的第五個實施例是，若以上幾個實施例中的Go-CDMA編碼級(其中進行多數邏輯運算)被利用Go-CDMA碼作為MC-CDMA結構中的正交碼代替，這是一個在參照專利中稱之為MC-Go-CDMA的實施例。在這個實施例中，在Go-CDMA解碼之前，多數邏輯運算是對接收機中接收的信號進行的，為了提取增廣卷積解碼或Turbo解碼或塊解碼過程中使用的附加奇偶校驗位。
提出的方法還應用於多個數據消息的編碼。該數據消息可以包括至少一個與激活用戶有關的數據消息，至少一個與偽激活用戶有關的數據消息，和/或至少一個與非激活用戶有關的數據消息。(激活用戶是利用通信系統正在發射信息的用戶。偽激活用戶是控制系統通過通信信道啟動的傳輸，為的是模仿激活用戶的存在。經偽激活用戶鏈路發送的數據不攜帶信息，也不被通信系統中接收機解碼。非激活用戶是通信系統中的非激活鏈路，其中不發射或接收數據或信息。)若存在多個編碼級，則在每相鄰對編碼級之間還可以有置換級。(置換級包括一個編碼/解碼級輸出到另一個編碼/解碼級輸入之間連接的可逆重排序。)多數邏輯編碼塊可以作為查閱表實施。在此情況下，基於查閱表完成改進的編碼。
數據消息可以包括三元格式的數據元素，單極或雙極二元格式的數據元素。此外，每個數據消息可以從間隙數據源接收的數據中導出。
提出的改進應用於擴頻碼分多址信號，包括至少編碼一個基於Go-CDMA碼的數據消息流，加擾基於隨機碼的編碼數據消息流，和通過通信信道發射加擾的編碼消息流。按照這種方式，多個數據消息流通過無線媒體可以被編碼，加擾和發射。例如，該方法可以在移動通信單元或基站中執行。此外，數據消息流可以是相關的，不相關的或串行數據流。當該方法是在基站中執行時，數據消息流可以與不同的移動單元有關，每個移動單元可以有與其有關的多個數據流。該方法可以包括至少編碼一些基於非Go-CDMA碼的數據消息流，加擾基於隨機碼的非Go-CDMA編碼數據消息流，和通過通信信道發射加擾的非Go-CDMA編碼數據消息流和Go-CDMA編碼數據消息流。
一種解碼Go-CDMA信號的方法可以包括通過通信信道接收加擾的編碼消息流，解擾編碼的數據消息流，和最佳地解碼基於Go-CDMA碼的數據消息流。編碼數據流可以包括識別信息，它是根據導頻信號中的信號或任何其他通信協議過程確定的。該方法可以包括首先，通過通信信道接收加擾的編碼消息流，解擾任何非Go-CDMA編碼的數據消息流，基於識別信息分開非Go-CDMA編碼數據消息流與Go-CDMA編碼數據消息流。其次，分開地解碼非Go-CDMA編碼數據消息流和Go-CDMA編碼數據消息流。


參照詳細的描述和附圖，可以更充分地理解本發明的上述特徵和優點，其中圖1表示有相加噪聲的通信信道。
圖2表示按照本發明實施例的多址編碼-解碼通信系統。
圖3A表示移動通信中所用CDMA系統的功能方框圖，其中包括按照本發明實施例的編碼和解碼塊。
圖3B表示多個移動單元通過有噪無線信道與基站進行蜂窩式通信的示意圖。
圖4A表示移動通信中所用Go-CDMA系統的功能方框圖，它表示按照本發明實施例應用隨機加擾碼到編碼和解碼模式。
圖4B表示移動通信中所用Go-CDMA系統的功能方框圖，它表示應用隨機加擾碼到允許Go-CDMA編碼的編碼和解碼模式以及在相同基站或移動單元中同時實施的另一種編碼模式，或者，按照本發明實施例，可以在移動單元的雙模移動單元配置中實施。
圖5表示編碼比率為 和約束長度為Mm的通用卷積編碼器。
圖6表示標準比率 的卷積編碼器。
圖7表示Turbo編碼器的基本方框圖。
圖8表示八狀態遞歸系統卷積編碼器的例子。
圖9表示二級Turbo解碼器的基本方框圖。
圖10表示有限狀態編碼器的網格表示。
圖11表示卷積碼的時間不變格構圖。
圖12表示塊碼的時間可變格構圖。
圖13表示通過頻選信道接收寬帶二元信號的最佳RAKE接收機結構。
圖14表示信號幅度係數ρ1與信道總數n之間的關係。
圖15用實線表示比率 卷積編碼器，和用虛線表示後續Go-CDMA編碼和「軟」增強Go-CDMA解碼的效應，它把這個編碼器轉換成「相當」高比率 卷積編碼系統。
圖16A表示通信系統收發信機內的Go-CDMA非線性碼分多址編碼和解碼以及卷積差錯編碼和解碼和交叉和去交叉實施例的功能方框圖。
圖16B-16D表示圖16A中所示實施方案的變化。
圖17表示二級卷積/Go-CDMA編碼和解碼信道擴展模式實施方案的實施例。
圖18是非重疊實施方案，其中用實線表示比率 卷積編碼器和虛線表示後續Go-CDMA編碼和「軟」增強Go-CDMA解碼的效應，它把這個編碼器轉換成「相當」高比率 卷積編碼系統。
圖19是重疊實施方案，其中用實線表示比率 卷積編碼器和虛線表示後續Go-CDMA編碼和「軟」增強Go-CDMA解碼的效應，它把這個編碼器轉換成「相當」高比率 卷積編碼系統。
圖20表示包含通信系統中信道差錯糾正編碼(330a)和解碼(330b)，信道擴展(210)和去擴展(220)和調製正向變換(211)和反向變換(221)的功能方框圖，該通信系統是本發明的實際編碼裝置。
具體實施例方式
I.綜述多用戶通信系統的當代技術包括CDMA和時分多址(TDMA)。這些技術廣泛地應用於單小區或多小區移動通信，其中TDMA是GSM行動電話系統的基礎。
圖1表示多用戶通信系統存在的環境。參照圖1，通信信道100表示成有相加噪聲的通信信道。作為例子，通信信道可以是空氣，空間，諸如導線，傳輸線，或微波元件的電連接，或光纖。傳輸通過通信信道100的入射信號s受到通信信道中相加噪聲的影響，在傳輸線遠端產生信號(s+noise)。
圖2表示多址編碼-解碼通信系統200的示意圖。通信系統200包括作為輸入到編碼塊210的多個傳輸消息。編碼塊210編碼該消息並通過有噪通信信道100發射編碼消息作為複合信號。解碼塊220接收包含噪聲的複合信號並通過這樣一個過程解碼該編碼消息，至少在零信道噪聲的情況下，該過程一般是編碼過程的逆過程，或接近於逆過程。
編碼塊210和解碼塊220都表示成單塊。例如，在復用光纖通信系統的情況下，可能確實是單個編碼塊和解碼塊，它們連接到作為通信信道100的光纖。或者，在移動通信系統中，編碼塊210和解碼塊220中的一個或兩個可以是去耦合的編碼塊或解碼塊，每個用戶有一塊，每塊之間有唯一的相對空間位置。圖3A和3B表示這種情況。
圖3A表示一個通信系統。該通信系統可以包括例如，移動單元300或移動通信單元310，如蜂窩式通信中所使用的。系統300，310可以包括耦合到天線340的調製/解調單元320，編碼單元210和解碼單元220，任選的前置和後置編碼解碼單元330，處理器350，存儲器360和I/O單元370。
處理器350可以是微處理器，微控制器，數位訊號處理器，專用集成電路，或任何適合於控制系統300，310運行的其他裝置。處理器350控制裝置300和310的運行，並可以耦合到控制它們運行的每個功能塊。或者，裝置300，310內任何或所有的功能塊可以在處理器上實施。通過執行存儲器360中存儲的程序指令，處理器可以控制裝置300，310，使功能單元變成激活的，與它們的具體實施例無關。
存儲器360存儲數據並可以存儲裝置300，310內處理器350或其他單元執行的程序指令。存儲器可以包括易失性存儲器，非易失性存儲器，或二者。存儲器可以包括例如，只讀存儲器(ROM)和只讀存儲器裝置，如CD-ROM裝置，硬碟和軟盤驅動器，隨機存取存儲器(RAM)，資料庫和任何其他類型存儲器或存儲器裝置。
I/O單元370可以包括任何類型的輸入/輸出裝置。這些裝置可以包括顯示器，鍵盤，傳聲器，擴音器，攝像機，振動裝置，連接到網絡的modem，如PSTN，區域網或寬域網或伺服器的互連網絡，稱之為網際網路的路由器和網橋。
在運行期間，處理器350可以使裝置300，310經天線340打開與另一個通信裝置的通信信道，該通信裝置遵循CDMA或TDMA協議。在無線蜂窩式電話的情況下，通信信道可用於進行電話呼叫。處理器350還可以從I/O單元370或存儲器360接收信號，例如，話音或數據信號，並基於接收的數據或話音信號，可以輸出數據消息到前置和後置編碼解碼單元330。數據消息可以依此發送通過編碼單元210和調製/解調單元320，並從遵循合適通信協議的天線輸出。類似地，在相反的方向上，處理器可以經天線340，解碼單元220和前置和後置解碼單元330接收數據消息。然後，基於接收的數據消息，處理器可以輸出信號或其他數據到一個或多個I/O單元370，或存儲數據到存儲器360。按照這種方式，裝置300，310可以代表該裝置用戶完成通信功能。
前置和後置編碼解碼塊330是任選的。其用途可以是插入(在解碼情況下是解密)糾錯碼到數據消息中，或在編碼之前或解碼之後，交叉或去交叉數據或處理數據消息。在插入糾錯碼的情況下，可以利用任何的差錯糾正或差錯保護模式，包括循環冗餘校驗(CRC)模式和前向糾錯(FEC)模式。
編碼和解碼塊可以是常規的CDMA或TDMA編碼塊，或2001年10月5日申請的標題為「Method and Apparatus for Non-LinearCode-Division Multiple Access Technology」的美國專利申請中所描述的Go-CDMA編碼塊，把它合併在此供參考。編碼塊210和解碼塊220可以實施按照本發明的實施例的Go-CDMA編碼和解碼模式。或者，Go-CDMA編碼和CDMA編碼可以同時存在於圖4B所示的混合系統中。
調製/解調單元320可以與任何合適的放大器結合，用於建立基於TDMA或CDMA模式的調製輸出信號s，包括利用Go-CDMA技術的CDMA模式。
考慮CDMA模式通信裝置300，310，它包括執行程序指令的處理器或其他裝置，用於完成編碼塊210的編碼功能和解碼塊220的解碼功能。在此情況下，可以利用數據和程序指令更新存儲器360，配置編碼塊210和解碼塊220以實施按照本發明的Go-CDMA編碼和解碼模式。程序指令和數據或經天線340接收的數據可以經一個或多個I/O單元370裝入到存儲器360。
圖3B表示多個移動單元310通過有噪無線信道100與基站300進行蜂窩式通信的示意圖。移動站300及其每個各自的編碼單元210可以考慮成相當於圖2所示單個編碼單元210，用於編碼n個數據消息通過有噪信道100進行發射。在這種情況下，基站及其解碼單元220可以考慮成相當於圖2所示的單個解碼單元220，用於解碼複合信號加噪聲的n個接收數據消息。
在第三代標準的寬帶移動通信中，已選取CDMA方案。潛在的技術是多數邏輯編碼，它還沒有大量傳送給任何廣泛使用的通信系統。這種潛在技術是共同申請專利中本發明Go-CDMA技術的基礎，因此，它也是本發明增強Go-CDMA技術的基礎。
多數邏輯編碼信號的多項式結構Go-CDMA非線性碼分多址技術部分地利用sign或sgn多數邏輯函數，其中 和 或 (1.2) 多數邏輯編碼信號，例如，Go-CDMA編碼信號s(τ)|τ∈
作為時間τ的函數，按照如下定義s=signi=1ndiXi---(1.3)]]>或s=sgni=1ndiXi---(1.4)]]>其中i＝1，...，n信道數目，di±1是第i信道的信息位，和Xi(τ)|τ∈
是第i信道的雙極碼字。碼字是在時間周期
內m個相等時間間隔期間分段恆定的。在某些應用中，要求碼字是正交歸一的01XjXid=ij,]]>其中i，j＝1，...，n，若i≠j，則δij＝0；否則δij＝1，但不總是這種情況。
在1964年，提出如下的s(τ)|τ∈
的多項式級數結構
s=0+1i=1ndiXi+2i=1nj=i+1ndidjXiXj+---(1.5)]]>+nd1d2dnX1X2Xn,]]>其中提供的公式是根據n僅僅計算ρ0，ρ1和ρn，如下所示ρ0＝0 對於i＝2，3，...，n-1，|ρi|＜ρ1。
此處我們觀察到，所有可能的選擇給出(n+1)個未知數ρ0，ρ1，...ρn的(n+1)個線性公式，並對於任何n≥2的整數，可以求解所有的ρi。同樣，在n為偶數時，對於與s(τ)不同的s±(τ)，有相同的多項式結構，並可以計算未知數ρ0，ρ1，...ρn。事實上，當n為偶數時，s(τ)中的ρ0＝0，而s±(τ)中的ρ0≠0。當n為奇數時，s±(τ)＝s(τ)，在所有的未知數ρ0，ρ1，ρ2，...ρn中，ρ0＝ρ2＝...＝ρn-1，因此，s±(τ)中的係數ρi為ρ1，ρ1，ρ3，ρ3，...ρn-2，ρn-2，ρn，其中(n+1)是偶數。
同樣在某些應用中，要求這些函數Xi(τ)，Xi(τ)Xi(τ)，...，X1(τ)X2(τ)...Xn(τ)是互相正交的。
多數邏輯編碼信號的最佳最大似然性檢測在編碼n個信道的數據流時，由於數據可能有2n個不同的組合，因此2n個不同的信號s*(τ)|τ∈
也是可能的。此處，s*(τ)表示s(τ)或s±(τ)。因此，按照標準的最小二乘方測量，利用2n個相關器或匹配濾波器組，2n個可能信號中的每個信號有一個以選取有最佳匹配的信號，可以實現多數邏輯的最佳檢測，特別是Go-CDMA編碼的n位信號數據矢量{d1，d2，...d3}。這種最佳檢測算法的代價是檢測結構的複雜性，它是隨數據信道數目n按指數方式增大。
多數邏輯編碼信號的常規次最佳檢測常規多數邏輯解碼模式基於以下的規則估算di的信息d^i=sign(zi);]]>zi=0ts*Xid,]]>其中i＝1，...n。(1.7)可以利用這個檢測算法以解碼Go-CDMA非線性碼分多址技術。根據公式(1.7)和(1.3)，可以觀察到這個檢測算法在所需正交性下提取多項式結構(1.5)中的非零項。這是很有效的，因為根據公式(1.6)可以觀察到多項式結構s(t)中的非零項攜帶大部分的信息位信號能量。
多數邏輯編碼信號的改進次最佳檢測在n為奇數的情況下，以上次最佳檢測的實際改進是在解碼中提取多項式結構s(τ)中的最後項，因為這項也攜帶di的大部分信息位信號，如下所示(a) 估算zi的相關值，其中i＝1，...，n+1，zi=0tsXid,]]>i＝1，...，n，zn+1=0tsX1X2Xnd---(1.8)]]>(b)估算信息位 遵從以下的規則d^i=sign(zi)if|zi|>|zn+1|,]]>其中i＝1，...，n(1.9)或者，當|zi|＞|zj|時，其中i＝1，...j-1，j+1，...n+1，和j＝1，...，n。
d^j=sign(zn+1)sign(n)d^1d^2d^j-1d^j+1d^n---(1.10)]]>這種改進可以產生個n信息位的更好估算值，這是基於(1.5)最後項中相關值的估算代替最弱信息位估算值 在滿足以下條件的低噪聲下是這種情況(a) 差錯發生在最小相關係數值的點，|zj|；(b)所有其他信息位 是無差錯的，其中i＝1，...n和i≠j。
此處，我們觀察到，相同的方法可用於n是偶數的情況以及n是奇數而僅考慮s±(τ)代替s(τ)的情況。
Go-CDMA碼這些碼是在2001年10月5日標題為「Method and Apparatusfor Non-Linear Code-Division Multiple Access Technology」的共同申請美國專利中所描述的，把它合併在此供參考。概括地說，這些碼是元素在集合{-1，+1}中生成矩陣G形式的碼，對於元素在集合{-1，+1}中的雙極矢量d，則d^:=sgnGTsgn(Gd)=d,]]>若d是三元的，或在三元數據的特定子集合中，則dT|d^-d|=0,]]>其中|x|是x的幅度。這意味著，在多址通信系統的積木塊中，形成數據d矢量的激活用戶雙極數據，和可能的偽激活用戶數據，和零非激活用戶「數據」可以解碼成s＝sgn±(Gd)。對於零信道噪聲事件中的無差錯通信，這個量被發射和解碼成d^:=sgnGTsgn(s+channel noise)---(1.11)]]>或者，它恰巧是健壯的估算值。
多級Go-CDMA編碼並行編碼或解碼塊構成編碼或解碼級，串接這些級形成多級編碼和解碼系統。中間級可以涉及各種置換運算。
卷積編碼按照本發明的實施例，卷積編碼和解碼技術可用於編碼傳輸信號。卷積解碼技術的一個例子是稱之為Viterbi算法的最大似然性解碼。
待發射的信息序列傳輸通過線性有限狀態寄存器，可以實現卷積編碼。一般地說，參考圖5，移位寄存器504包括M(m位)級和n個線性代數函數發生器503。假設編碼器500的輸入數據501是二元數據，移位依此進入移位寄存器504，每次m位。每個m位輸入序列的輸出位數目是n位。因此，碼率定義為 參數M稱之為卷積碼的約束長度。
描述卷積碼的一種方法是利用它的生成矩陣。一般地說，卷積碼的生成矩陣是半無限的，因為輸入序列的長度是半無限的。作為規定生成矩陣的另一種方案，我們規定有限維度生成系統。我們規定一組n個矢量，給n模數2加法器503中每個加法器一個矢量。每個矢量的幅度為Mm，並包含編碼器500到模數2加法器503的連接。
明確地說，我們考慮二元卷積編碼器500，其約束長度M＝3，m＝1和n＝3，圖6表示這種情況。最初，假設移位寄存器504是在全零狀態。假設第一輸入位是『1』。則3位的輸出序列是『111』。假設第二位是『0』，則輸出序列是『001』。若第三位是『1』，則輸出是『100』，等等。現在，假設我們給產生每3位輸出序列的函數生成器輸出編號為1，2和3，從上至下，類似地，給每個對應函數生成器編號。於是，由於僅僅第一級連接到第一函數生成器(不需要模數2加法器)，則生成器是g1＝[100] (1.12)第二函數生成器連接到第一級和第三級。因此。
g2＝[101] (1.13)最後，g3＝[111] (1.14)有時，種碼的生成器是方便地以八進位形式給出，如(4，5，7)。
與有固定長度n的塊碼不同，卷積編碼器基本上是有限狀態機。所以，卷積編碼序列的最佳解碼涉及動態編程搜索通過網格以得到最可能序列。取決於解調器之後檢測器進行硬判定或軟判定，網格搜索中的對應度量分別是Hamming度量或Euclidean度量。卷積編碼的最佳解碼器稱之為Viterbi算法，它有最大似然性序列估算量。
在申請文本中提供本發明利用卷積編碼的詳情，但在標準教科書中可以找到標準卷積編碼和解碼，不同碼度量的定義和最佳Viterbi算法的更詳細資料。按照本發明，可以利用任何的卷積編碼和解碼模式。
Turbo編碼Turbo編碼器400的編碼器最基本形式包括藉助於交叉器420連接在一起的兩個系統編碼器410，如圖7所示。Turbo碼利用僅對系統位運算的偽隨機交叉器420。在Turbo編碼中利用交叉器有兩個原因，即·把Turbo碼中一半容易發生的差錯與另一半中極不容易發生的差錯聯繫在一起。這的確是為什麼Turbo編碼由於傳統碼的主要原因。
·對失配解碼提供健壯的性能，失配解碼是在信道統計未知或被錯誤規定時出現的問題。
通常，但不必如此，相同的碼用於圖7中的兩個編碼器410。給Turbo碼建議的組成碼是短約束長度遞歸系統卷積(RSC)碼。圖8中給出八狀態RSC編碼器410的例子。使卷積碼成為遞歸(移位寄存器中一個或多個抽頭輸出饋入回到輸入端)的理由是使移位寄存器的內部狀態取決於過去的輸出。這影響差錯圖形的特徵(系統位中的單個差錯產生無限數目的奇偶差錯)，其結果是實現總體編碼策略的較好性能。我們還知道，利用特定變換算法的轉換，每個RSC編碼器410有相當的標準卷積編碼器。
在圖7中，輸入直接加到編碼器1，而相同數據流的偽隨機重排序版本加到編碼器2。系統位(即，原始消息位)和兩個編碼器410產生的兩組編碼位構成Turbo編碼器400的輸出。雖然成分碼是卷積碼，實際上，Turbo碼是塊碼，其塊長度是由交叉器420長度確定的。此外，由於圖7中的兩個RSC編碼器410是線性的，我們可以描述Turbo碼為線性塊碼。
在接收機中，圖9所示的二級Turbo編碼器450可用於編碼接收的信號。在所描述的例子中，兩個解碼級451中的每級利用Bahl，Cocke，Jelinek和Raviv(BCJR)算法以解決最大「後驗概率」(MAP)檢測問題。BCJR算法在以下兩個基本方面不同於Viterbi算法1.BCJR算法是有兩次遞歸的「軟輸入，軟輸出」解碼算法，一次前向和一次後向，這兩次遞歸都涉及軟判定。與此對比，Viterbi算法是「軟輸入，硬輸出」解碼算法，單次前向遞歸涉及軟判定；遞歸末端是硬判定，因此在幾個其他路徑之間獲得特定的殘存路徑。從計算工作方面考慮，由於後向遞歸，BCJR算法比Viterbi算法更複雜。
2.BCJR算法是MAP解碼器，通過估算碼字中個別位的「後驗概率」，它使位差錯最小；為了重建原始數據序列，BCJR算法的軟輸出是硬限幅的。另一方面，Viterbi算法是最大似然性序列估算量，它使整個序列而不是每位的似然性函數最大。因此，BCJR算法可以略微優於Viterbi算法；它絕不會更差。
在圖9所示的Turbo解碼器中，接收的系統位u′k和編碼位d′1k與先前解碼過程的反饋數據一起被第一級BCJR解碼器451處理。這個過程的結果再被偽隨機交叉器420交叉。交叉器的輸出與接收的編碼位d′2k一起被第二級BCJR解碼器451處理。這第二級BCJR解碼器451的輸出被兩個分開的偽隨機去交叉器421去交叉。一個偽隨機去交叉器的輸出反饋到第一級BCJR解碼器，作為接收位之後的解碼過程。另一個偽隨機去交叉器的輸出傳輸通過硬限幅器閾值裝置430，得到傳輸信息位的估算值。
在申請文本中提供本發明利用Turbo編碼的詳情，但在標準教科書中可以找到標準Turbo編碼和解碼以及最佳BCJR算法的更詳細資料。應當明白，按照本發明可以利用任何的Turbo編碼和解碼模式。
線性塊編碼標準線性編碼技術，例如，碼生成矩陣，奇偶檢驗矩陣和故障表，可以用作按照本發明實施例的部分編碼過程。
塊碼包括一組稱之為碼字的固定長度矢量。碼字長度是矢量中的元素數目並標誌為n。碼字中的元素選自q個元素的字母。當字母是由兩個元素0和1組成時，該碼是二進位碼。當碼字元素選自有q個元素的字母時(q＞2)，該碼是非二進位碼。在長度為n的二進位塊碼中有2n個可能碼字。從這些2n個碼字中，我們可以選取V＝2m個碼字(m＜n)以形成一個碼。因此，m個信息位的塊變換成選自V＝2m個碼字集合中長度為n的碼字。形成的塊碼比率為 令uv1，uv2，...uvm表示編碼成行矢量碼字Nv的m個信息位。因此，進入線性塊碼編碼器的m個信息位矢量標誌為Uv＝[uv1，uv2，...uvm] (1.15)而編碼器的輸出是矢量Nv＝[nv1，nv2，...nvn] (1.16)線性二進位塊編碼器中完成的編碼運算可以用一組n個方程形式表示。
nvj＝uv1g1j+uv2g2j+...+uvmgmj，j＝1，2，...n (1.17)其中gij∈{0，1}，而uxigij代表uxi與gij的乘積。這些公式還可以表示成矩陣形式Nv＝UvG (1.18)其中G稱之為碼的生成矩陣，G表示為G=g11g12g1ng21g22g2n............gm1gm2gmn----(1.19)]]>通過行運算(和列置換)可以把比率 線性塊碼的生成矩陣簡約成「系統形式」 其中Im是m×m單位矩陣，而P是確定n-m個冗餘位或奇偶校驗位的m×(n-m)矩陣。對於系統線性塊碼，它的生成矩陣G是由其「系統形式」給出的，則奇偶校驗矩陣H是H＝[-P′|In-m] (1.21)其中P′是P矩陣的轉置矩陣。在處理二進位碼時，-P′中的負號可以省略，因為模數2減法與模數2加法相同。
生成矩陣G用在發射機中的編碼運算。另一方面，奇偶校驗矩陣用在接收機中的解碼運算。在後者運算的語境下，令r表示1×n接收矢量，它是通過有噪信道發送的碼矢量c得到的。因此，r可以表示成如下的形式r＝c+e (1.22)其中e稱之為誤差矢量或誤差模式。若r的對應元素與c的元素相同，則e的第i元素等於『0』。另一方面，若r的對應元素與c的元素不同，則e的第i元素等於『1』，在此情況下，就說誤差發生在第i位置。接收機的任務是根據接收矢量r解碼碼矢量c。通常用於完成這個解碼運算的算法是，首先計算稱之為故障的1×(n-m)矢量。給出1×n接收矢量r，對應的故障定義為故障＝rH′ (1.23)其中H′是奇偶校驗矩陣H的矩陣轉置。故障的完整表格通常稱之為故障表。
在申請文本中提供本發明利用線性塊編碼的詳情，但在標準教科書中可以找到標準塊編碼和解碼的更詳細資料。應當明白，按照本發明的實施例，可以利用任何的線性塊編碼模式。
網格編碼碼格是卷積碼或塊碼的圖形表示，其中每條路徑代表碼字(或碼序列)。這種表示有可能實施碼的最大似然性解碼(MLD)，可以大大減小解碼的複雜性。最熟知的網格基MLD算法是Viterbi算法。卷積碼網格表示與Viterbi解碼算法一起導致最近20年來卷積碼廣泛地應用數字通信中的差錯控制。線性塊碼的網格表示也導致線性塊碼的有效MLD模式。
包括有限存儲器的卷積碼和塊碼的線性碼編碼器，可以當作有限狀態機的模型，其中在編碼間隔期間Γ＝{0，1，2...}任何瞬時的輸出碼位是由當前輸入信息位和此時編碼器狀態唯一地確定。利用這種模型，編碼器的動態特性表示是圖10所示的格構圖形式。卷積編碼過程的網格編碼器有網格變換，它從零狀態開始並進展到下一個狀態，與系統下一個輸入有關。通常，對於給定的系統約束長度，在前幾級之後，網格變換將到達與以前狀態重複的瞬態。典型的是，網格編碼器是由有限狀態編碼器和變換塊構成，變換塊把編碼器的輸出變換成給定信號星座圖中的信號。
通常，網格解碼器是由一組濾波器和一個MLD解碼器構成(例如，Viterbi解碼器)。每個濾波器與給定星座圖中的信號匹配。濾波器的輸出用於計算Euclidean距離測量的分支度量。該度量用於MLD解碼器中以確定最大似然性輸入序列。
卷積碼的格構圖一般是時間不變的。然而，線性塊碼的格構圖通常是時間可變的。圖11和12分別表示卷積碼的時間不變格構圖和線性塊碼的時間可變格構圖。
在申請文本中提供本發明卷積編碼和線性塊編碼的線性編碼網格表示的詳情，但在標準教科書中可以找到標準網格編碼和解碼，不同格碼矩陣定義和最佳變換碼格到調製信號星座圖上的更詳細資料。按照本發明的實施例，可以利用任何的網格編碼和解碼模式。
利用格碼調製的卷積或Turbo或塊編碼卷積或Turbo或塊差錯糾正編碼過程中的輸出可以變換到有最大Euclidean距離或最大Hamming距離的一組網格碼字。完成這種變換可以基於Ungerboeck於1982年提出的格碼調製(TCM)技術或根據該技術的衍生技術。
這種TCM基系統的最佳檢測器是最大似然性檢測器(MLD)。MLD基檢測器往往有複雜的硬體，複雜性隨可能檢測的信號總數按指數方式增大。
按照本發明的實施例，可以利用任何的格碼調製和解調模式。這種TCM基模式之一是把本發明實施例的輸出變換成非線性塊碼矩陣。
非線性碼矩陣非線性碼矩陣是矩形非線性碼矩陣，如果可能，該矩陣是由滿足Plotkin界限的較小非線性和線性碼矩陣構成。這種非線性碼字矩陣是利用Levenshtein結構構成的。若發現非線性碼字矩陣不在Plotkin界限內，則利用其他的構造方法，例如，利用|u|uv|構造方法。由於後者非線性碼字矩陣不在Plotkin界限內，它們的具體長度沒有最佳最小碼距離。然而，這些非線性碼字矩陣的最小距離可以有最大的可能值。
在給定的最小碼距離cmin-dist下，Plotkin界限是控制非線性碼字矩陣可能的最大長度上限。
Plotkin界限若cmin-dist是偶數和2cmin-dist＞l，則m2cmin-dist2cmin-dist-l,]]>其中l是非線性碼字的長度，而2m是可能的非線性碼字數目。若cmin-dist是奇數和2cmin-dist+1＞l，則m2cmin-dist+12cmin-dist+1-l.]]>Plotkin界限是非線性塊碼的給定長度下最佳的最小碼距離的良好度量。
Levenshtein結構這種構造方法可以利用有較小長度的Hamming矩陣。為了構造非線性碼ξ，就要求以下的定義1.若2cmin-dist＞l≥cmin-dist，則定義k=cmin-dist2cmin-dist-l,]]>和α＝cmin-dist(2k+1)-l(k+1)，β＝kl-cmin-dist(2k-1)。
2.α和β都是非負整數，和l＝(2k-1)α+(2k+1)βcmin-dist＝kα+(k+1)β因此，當l是偶數時，則α和β都是偶數。當l是奇數和k是偶數時，則β是偶數，否則，當l和k都是奇數時，則α是偶數。
利用Levenshtein結構，非線性碼ξ是
其中是模數2加法，An是刪除第一列和長度為n的二進位Hadamard(所有元素是在集合{0，1}中)，而A′n是在An矩陣中根據零開始的碼字並刪除最初的零導出的矩陣集合。
|u|uv|構造這種構造方法是按照以下方式從較小的矩陣中建立非線性碼字矩陣1.假設(l，2m1，cmin-dist1)碼ξ1和(l，2m2，cmin-dist2)碼ξ2有相同的長度，可以形成新的非線性碼ξ3，包括所有矢量ξ3＝|u|uv|，u∈ξ1，v∈ξ2，其中所有非線性碼字是二進位{0，1}2.形成的碼ξ3是(2l，2m1m2，cmin-dist3＝min{2 cmin-dist1，cmin- dist2})結合以上的各種構造方法，可以從正交Hadamard矩陣的行和列提取本發明輸出的非線性碼矩陣變換，或根據較小的非線性碼字矩陣構造，或從其本身的輸出信號中導出。
RAKE接收機結構在處理傳播通過頻選寬帶信道的信號時，經常出現多徑衰落的問題。若L個不同的多條路徑是統計獨立的，則我們可以在接收機中得到相同傳輸信號的L個複製品。因此，按最佳方式處理接收信號的接收機獲得等效的第L級分集通信系統的性能。RAKE接收機是分集優化的接收機。圖13表示利用單條延遲線的RAKE接收機理想裝置，接收的信號r(t)傳輸通過該延遲線。每個抽頭處的信號是與Xnj(t)pnch(t)相關，其中j＝1，2，...L和ch＝1，2。圖13表示這個接收機的結構700。實際上，抽頭延遲接收機700試圖從所有信號路徑收集信號能量，這些信號路徑落在延遲線的跨度內並攜帶相同的信息。在圖13中，每條檢測路徑被每個抽頭處 延遲701分開。在同相信道(i＝1)中，也稱之為實信道，和在正交相位信道(i＝2)，也稱之為虛相位信道，接收的寬帶信號首先被偽隨機序列pni702解擾。隨後是對於不同碼片偏移的信令間隔Xn(t)，去相關每條路徑上接收的信號。在圖13中，這是在步驟703，704，和705中完成的。此外，在步驟704，所有接收路徑的信號相加在一起，使接收的信號強度最大化。最後，步驟706去除實相位信道與虛相位信道之間的相位差，檢測的信息饋入到取樣保持裝置707，準備作進一步的解碼。
重要的是要注意到，若接收的信號有已知的署名或符號，則可以利用圖13中的匹配濾波器方法完成「RAKE符號檢測」，否則，僅可以嘗試「RAKE碼片檢測」方法。前一方法較容易實施，並可以做得非常有效，後一方法要求非常複雜的碼片信號跟蹤機構，並容易產生符號間幹擾。
在申請文本中提供本發明利用RAKE接收機結構的詳情，但在標準教科書中可以找到不同RAKE接收機結構的更詳細資料。應當明白，按照本發明的實施例，可以實施任何的RAKE接收機模式。
交叉交叉器是輸入-輸出變換裝置，按照完全確定性方式置換固定字母中符號序列的排序，就是說，在輸入端取出符號，而在輸出端產生不同時間順序的相同符號。因此，交叉器是處理突發性差錯信道的有效方法，因為它按照這樣的方式交叉編碼數據，使突發性信道變換成有獨立差錯的信道。
交叉器可以有很多類型，其中有周期型和偽隨機型兩種。交叉器還可以採用兩種形式之一塊結構和卷積結構。後者適用於卷積編碼模式。
在申請文本中提供本發明利用交叉的詳情，但在標準教科書中可以找到交叉和去交叉的更詳細資料。按照本發明的實施例，可以實施任何的交叉和去交叉模式。
II.Go-CDMA檢測模式增強的Go-CDMA解碼多數邏輯編碼的精確次最佳檢測算法(1.8)-(1.10)可以有利地應用於Go-CDMA解碼塊。這種應用在以下的條件下可能特別有利的低噪聲環境，Go-CDMA解碼塊是在最後解碼級，或者在它之後是卷積解碼，Turbo解碼或塊解碼。
到下級解碼的增強信息流按照本發明的實施例，Go-CDMA解碼塊有輸出zi，其中i＝1，...n，而在i＝1，...n+1的情況下，則由(1.9)給出的zi傳輸附加位zi+1到下一個解碼級。以下的n＝3，n＝5的情況有特殊的性質n＝3的情況。若信道數目n等於3，則Go-CDMA編碼信號是s(t)=12i=13diXi(t)-12(d1d2d3X1(t)X2(t)X3(t))---(1.24)]]>其結果是，在無噪聲的情況下，信息位滿足di＝zi，其中i＝1，2，3，和d1d2d3＝-z4。的確，對於3×l Go-CDMA碼，Xi(·)是正交歸一的，並垂直於乘積X1(·)X2(·)X3(·)，因此，通過去相關可以提取di＝zi，其中i＝1，2，3，和d1d2d3＝-z4。
n＝5的情況。若信道數目n等於5，則Go-CDMA編碼信號是s(t)=38i=15diXi(t)+18i=15j=i+15k=j+15didjdkXi(t)Xj(t)Xk(t)---(1.25)]]>+38(d1d2d3d4d5X1(t)X2(t)X3(t)X4(t)X5(t))]]>對於3×l Go-CDMA碼，Xi(·)是正交歸一的，且Xi(·)，Xi(·)Xi(·)Xk(·)和x1(·)X2(·)X3(·)X4(·)X5(·)之間也有正交性。根據公式(1.25)可以看出，通過去相關可以提取信息位di和乘積didjdk和d1d2d3d4d5。
在n＞5的情況下，指出以下這點是有用的，在去相關中提取 所有多項式展開係數的值是相對地小。這是因為ρi因子當n＞5時快速地減小，其中 這種情況的一個例子是n＝7。在此情況下，Go-CDMA編碼信號是s(t)=516i=17diXi(t)-116i=17j=i+17k=j+17didjdkXi(t)Xj(t)Xk(t)]]>+116i=17j=i+17k=j+17l=k+17m=l+17didjdkdldmXi(t)Xi(t)Xk(t)Xl(t)Xm(t)---(1.26)]]>-516d1d2d3d4d5d6d7X1(t)X2(t)X3(t)X4(t)X5(t)X6(t)X7(t)]]>
此處，當i∈{2，n-1}時，ρi值是非常小。此外，涉及函數所需的正交性並不成立，除了近似的情況以外，因此使任何的提取是不精確的。
當然，次最佳檢測模式(1.8)-(1.10)可用於其他n的情況。根據圖14中係數ρi值與n值之間的關係，其中n是奇數，我們可以觀察到在非常極端的情況下，當n＝65時，從(1.5)中第一個非零項和最後項仍然可以提取信號幅度的10％(對應於信號功率的1％)。在實際情況下，我們只需要利用(1.8)-(1.10)中次最佳檢測模式的n≤9，其中至多可以提取約10％的信號功率。
III.具有Go-CDMA編碼級的多級編碼如上節中所述，Go-CDMA解碼不僅可以提供Go-CDMA編碼的信息位d1，d2，...dn∈{+1，-1}的估算值，而且還提供奇偶校驗位dn+1＝d1d2，...dn∈{+1，-1}的估算值。這些位的軟估算值，標誌為 可用於任何的後續解碼中。這一點的關鍵是考慮Go-CDMA編碼器是由這些n+1位驅動的，以及在Go-CDMA解碼中估算這些位。任何先前的編碼以獲得n個信息位作為被增廣以產生附加奇偶校驗位的模型，所以合在一起產生n+1位。在解碼這些n+1位的估算值時，解碼是利用增廣的編碼器。這在以下的編碼例子中給出，其中利用Go-CDMA編碼遵循的各種Go-CDMA編碼技術。
a)二級卷積/Go-CDMA編碼考慮有M個移位寄存器的標準或優化 比率卷積編碼器。該編碼器是離散時間有限存儲器動態系統或有限狀態機，有m個雙極輸入，標誌為uk；M個雙極狀態，標誌為xk；和n個雙極輸出，標誌為dk。此處，k＝0，1，2，...是離散時間指數。相當的編碼器作用在集合{0，+1}中單極信號。為了簡化，我們集中討論m＝1單個輸入的特殊情況，因此，輸入是雙極數據流，而n個輸出是雙極編碼數據的n矢量流，其元素是(dk1，dk2，…，dkn)∈{+1，-1}。在此情況下，我們給出編碼器的公式為xk＝Axk-1+Buk； x0＝0，
dkj|j{1,2,3n}=i=1ngiTxk---(1.27)]]>此處，xk=ukuk-1uk-3uk-M;A=0000100001::::000010;B=100:0;GT=g1g2gn--(1.28)]]>和gi|i∈{1，2，3...n}是有雙極元素的列n矢量。(若uk和G的元素是單極的，則xk和dk也是單極的，現在給出dkj|j{1,2,3,...n}=i=1n[giTxk]2,]]>其中[·]2指出任何加法都是模數2加法。
現在，我們把這個編碼器增廣到有輸出(dk1，dk2，...，dk (n+1))∈{+1，-1}的 比率編碼器，其中dk(n+1)＝dk1dk2...dkn。公式(1.28)中矩陣GT僅僅被附加列gn+1增廣，其中每個元素gn+1，i是以上元素的「奇偶校驗」，gn+1，i＝g1，ig2，i...gn，i。
圖15給出說明這種情況的一個簡單例子，其中實線指出有兩個移位寄存器的 比率卷積編碼器，虛線指出增廣成 卷積編碼器，因此，m＝1，M＝2，n＝3。圖15中所示的 卷積編碼器，但沒有卷積輸出位502x，編碼二元形式{0，+1}的單個信息位流，產生3矢量卷積編碼的二元位流502，標誌為dk1，dk2和dk3。然後，利用502x中所示的dk4＝dk1dk2dk3進行增廣，形成 比率卷積編碼器，其中是模數2加法運算。然後，位流dk1，dk2和dk3(忽略dk4)在{d1，d2，d3}符號塊中交叉(過程600)。然後，藉助於{0→+1，+1→-1}變換，使這些轉換成雙極二元形式。然後，利用Go-CDMA編碼過程210，對這些雙極編碼位進行編碼，按照所需的信道擴展因子產生若干擴展位。然後，應用隨機加擾掩蔽碼365。
在接收機中，在隨機掩蔽碼解擾368之後，和在去交叉610之前，可以在502x中恢復d4的估算值，標誌為 這是Go-CDMA解碼實施例的貢獻，它利用公式(1.5)中的最後項。在接收機中，利用軟判定可以解碼Go-CDMA解碼信號。然後，解碼信號經過變換{+1→0，-1→+1}轉換成二元形式。去交叉數據可以饋入到進行軟判定Viterbi卷積解碼的 卷積編碼器。
圖15僅表示本發明實施例的簡單例子。其他的實施例可以有不同的m和n值，有不同數目M的延遲移位寄存器504和每個卷積過程503的不同抽頭延遲連接。
圖16A表示收發信機系統300和310中隨機碼掩蔽365和去掩蔽368之前總體結構的簡單方框圖，其中包括卷積編碼器500和解碼器510，Go-CDMA編碼器210和解碼器220，交叉器600和去交叉器610。圖16B-16D表示這個實施例總體結構的各種變化。
在卷積編碼之後利用任何塊編碼，例如，Go-CDMA編碼，是允許『RAKE符號檢測』接收機結構用於檢測卷積編碼序列而沒有署名擴展所需要的。純卷積編碼不能對編碼位進行署名檢測是在擴頻系統中利用純卷積編碼作信道擴展的唯一弱點。在利用增廣卷積過程的Go-CDMA編碼中，允許利用『RAKE符號檢測』接收機結構的優點是，以前的卷積編碼比率從 提高到 有相應的性能提高。利用Go-CDMA編碼存在一些信號能量的實際損失，但這種損失部分地被利用增強Go-CDMA解碼的奇偶校驗位估算值所補償。
即使在沒有利用奇偶校驗位估算值以獲得較好卷積編碼增益的情況下，本發明實施例利用卷積編碼與Go-CDMA編碼的結合，允許利用『RAKE符號檢測』接收機結構，否則這是不可能的，而利用Go-CDMA編碼可以獲得更健壯的抗噪聲和更好的峰值與平均值功率之比(PAP)的信號特性。
基本實施方案在諸如3G和3G+應用無線應用中，本發明實施例的基本實施方案是發射機中利用卷積編碼器的系統，其參數是在以下的範圍，m∈{1，2，3，4，5，6，7，8}，n≤9，M∈{3，4，5，6，7，8，9，…MMAX}，其中MMAX是當今技術可以支持的移位寄存器最大數目。關於Go-CDMA編碼器，其參數n是在範圍n≤9，而l設置成擴頻系統所需的擴展因子，例如，在當代3G標準中數據速率為1Mbps的4碼片。優選的n值是奇數值{3，5，7，9}。交叉器應當有足夠長度以處理傳輸信道中預期的突發性差錯。在接收機中，兼容的去交叉器用在軟判定Go-CDMA解碼之後。利用卷積交叉器是卷積編碼實施例中優選的選擇。去交叉器的輸出可以被軟判定Viterbi卷積解碼過程進行處理，其中利用的解碼深度至少是卷積編碼器中延遲抽頭長度的6倍。
在給定gn+1約束和 比率碼下，可以利用其他的卷積碼多項式生成矩陣G。這些碼生成器的性能度量包括無碼距離，最佳距離分布，最佳最小距離，和最佳頻譜分布。在一個優選的基本實施方案中，利用優化的G生成矩陣。然而，按照本發明的實施例，也可以利用「次最佳」卷積碼多項式生成矩陣G。
複雜實施方案除了以上卷積編碼實施例的基本實施方案以外，以下給出較複雜或更優選的實施方案。
諸如3G和3G+無線應用的複雜實施例是在發射機中利用卷積編碼器的系統，其參數是在以下的範圍，m∈{1，2，3，4，5，6，7，8}，n≤9，M∈{3，4，5，6，7，8，9，...MMAX}，其中MMAX是當今技術可以支持的移位寄存器最大數目。關於Go-CDMA編碼器，參數n是在範圍n≤9，而l設置成給出擴頻系統所需的擴展因子，例如，在當代3G標準下數據速率為1Mbps的4碼片。優選的n值是奇數值{3，5，7，9}。交叉器應當有足夠長度以處理傳輸信道中預期的突發性差錯。在接收機中，兼容的去交叉器用於軟判定Go-CDMA解碼之後。在這個卷積編碼基實施例中利用卷積交叉器是優選的選擇。去交叉器的輸出可以被軟判定Viterbi卷積解碼過程進行處理，利用的解碼深度至少是卷積編碼器中延遲抽頭長度的6倍。
在較複雜的實施方案結構語境範圍內，在給定gn+1約束和比率 卷積碼下，可以利用其他的卷積碼多項式生成矩陣G。在優選的複雜實施方案中，利用這種優化的G生成矩陣。然而，按照本發明的實施例，也可以利用「次最佳」卷積碼多項式生成矩陣G。
圖17表示可用於完成信道擴展的較複雜實施方案的方框圖。參照圖17，編碼比率為 的一個或多個標準卷積編碼塊500的輸出經交叉器600饋入到兩個或多個Go-CDMA編碼塊210。Go-CDMA編碼塊按照任何的Go-CDMA編碼實施方案完成Go-CDMA編碼，而Go-CDMA編碼器的輸出按時間順序進行串接，形成發射的序列矢量s(圖17中的灰色陰影區1000)，其中s＝[s1s2...sF](1.29)其中F表示使用的Go-CDMA編碼器總數。在傳輸之前，隨機碼掩蔽塊365加擾這個序列矢量。卷積編碼塊500和Go-CDMA編碼器210可以是各不相同或相同的。
在接收機中，在解擾器368中的隨機碼掩蔽解擾之後，接收的序列矢量r(圖17中的灰色陰影區1100)，r＝s+幹擾＝[r1r2...rF(1.30)被分成子矢量{r1r2...rF}。然後，這些子矢量分別饋入到Go-CDMA解碼器220。這些Go-CDMA解碼器220的輸出在塊610中被去交叉。然後，去交叉器610的輸出饋入到各自的標準卷積解碼器，其中Viterbi解碼算法用於比率 的增廣卷積編碼器。330中的信道後置解碼級再處理這些增廣卷積解碼器的輸出。
在更複雜的實施方案中，通信系統的擴展因子是由以下的公式給出 其中length(si)是矢量si碼片長度的度量，而β＝利用的比率 卷積編碼器的總數。
還應當注意，交叉器和去交叉器塊的位置跟隨圖16A至圖16D中所示基本實施圖的相同變化。此外，當編碼器500是各不相同和Go-CDMA編碼器210是各不相同時，相應的差別也出現在接收機中。
為了進一步說明這個較複雜的實施方案，把這種實施方案再分成兩個子類，即，非重疊的複雜(NOC)實施方案和重疊的複雜(OC)實施方案。
非重疊的複雜(NOC)實施方案非重疊的複雜(NOC)實施方案包括增廣一個或多個標準卷積編碼塊和多個Go-CDMA編碼塊。
圖18給出NOC實施方案的簡單例子，其中實線指出有四個移位寄存器的比率 卷積編碼器，虛線指出增廣到 卷積編碼器，因此，m＝2，M＝4，n＝6。圖18所示的 卷積編碼器，但沒有卷積輸出位502x，編碼二元形式{0，+1}的輸入二元信息位uk1和uk2，產生6位矢量卷積編碼二元流，標誌為dk1，dk2，dk3，dk4，dk5和dk6。利用502x中所示的dk6+1＝dk1dk2dk3和dk6+2＝dk4dk5dk6，可以把這些增廣成 比率卷積編碼器。然後，位流dk1，dk2，dk3，dk4，dk5和dk6(忽略dk6+1和dk6+2)在符號塊{dk1，dk2，dk3}和{dk4，dk5和dk6}中被交叉(過程600)。這些位流經變換{0→+1，+1→-1}轉換成雙極二元形式。再利用Go-CDMA編碼過程210對雙極編碼位進行編碼，產生按照所需信道擴展因子的若干個擴展位。然後加上隨機加擾掩蔽碼365。
在接收機中，在隨機掩蔽碼解擾368之後和去交叉之前，可以在502x中恢復dk6+1和dk6+2的估算值，標誌為 和 這是利用(1.5)中最後項的增強Go-CDMA解碼的貢獻。在接收機中，利用軟判定和隨後的去交叉過程，Go-CDMA解碼信號被解碼。去交叉數據饋入到 卷積編碼器中進行軟判定Viterbi卷積解碼。
圖18表示這種實施方案實施例的簡單說明性例子。其他的實施例可以有不同的m和n值，有不同數目M的延遲移位寄存器504，每個卷積過程503的不同抽頭延遲連接，被每個Go-CDMA編碼編碼的卷積編碼位dki不同組合，其中i＝1，2，...n，不同數目的卷積編碼器500和解碼器510，以及不同數目的Go-CDMA編碼器210和Go-CDMA解碼器220。NOC實施方案的一個顯著特徵是，在利用增強Go-CDMA解碼過程恢復增廣位的抽頭延遲連接中沒有重疊。換句話說，在NOC實施方案中，每個卷積編碼位dki僅被一個Go-CDMA編碼器進行編碼，其中i＝1，2，...n。
重疊的複雜(OC)實施方案在重疊的複雜(OC)實施方案中，仍然可以利用圖17和圖18所示的相同通用結構，但在OC實施方案中，每個卷積編碼位dki可以被多個Go-CDMA編碼器進行編碼，其中i＝1，2，...n。
圖19中給出OC實施方案的簡單例子，其中實線指出有四個移位寄存器的比率 卷積編碼器，而虛線指出增廣到 卷積編碼器，因此，m＝2，M＝4，n＝6。圖19所示的 卷積編碼器，但沒有卷積輸出位502x，編碼二元形式{0，+1}的輸入二元信息位uk1和uk2，產生6位矢量卷積編碼二元流，標誌為dk1，dk2，dk3，dk4，dk5和dk6。利用502x中所示的dk6+1＝dk1dk2dk3dk4dk5和dk6+2＝dk2dk3dk4dk5dk6，可以把這些增廣成 比率卷積編碼器。然後，位流dk1，dk2，dk3，dk4，dk5和dk6(忽略dk6+1和dk6+2)在符號塊{dk1，dk2，dk3，dk4，dk5}和{dk2，dk3，dk4，dk5和dk6}中被交叉(過程600)。這些位流經變換{0→+1，+1→-1}轉換成雙極二元形式。再利用Go-CDMA編碼過程210對雙極編碼位進行編碼，產生按照所需信道擴展因子的若干個擴展位。然後加上隨機加擾掩蔽碼365。
在接收機中，在隨機掩蔽碼解擾368之後和去交叉之前，可以在502x中恢復dk6+1和dk6+2的估算值，標誌為 和 這是利用(1.5)中最後項的增強Go-CDMA解碼的貢獻。在接收機中，利用軟判定和隨後的去交叉過程，Go-CDMA解碼信號被解碼。去交叉數據饋入到 卷積編碼器進行軟判定Viterbi卷積解碼。
圖19表示這種實施方案實施例的簡單例子。其他的實施例可以有不同的m和n值，不同數目M的延遲移位寄存器504，每個卷積過程503的不同抽頭延遲連接，被每個Go-CDMA編碼器編碼的重疊卷積編碼位dki的不同組合，其中i＝1，2，...n，不同數目的卷積編碼器500和解碼器510，以及不同數目的Go-CDMA編碼器210和解碼器220。OC實施方案的一個顯著特徵是，在利用增強Go-CDMA解碼過程恢復增廣位的抽頭延遲連接中有一些重疊。這意味著，在OC實施方案中，每個卷積編碼位dki可以被多個Go-CDMA編碼器進行編碼，其中i＝1，2，...n。
NOC和OC實施方案在配置不同的二級卷積/Go-CDMA編碼模式中允許有更大的靈活性，為的是在擴展因子，移位寄存器和數據速率的給定約束下實現最佳的性能。
在複雜實施方案語境內，在給定gn+1約束下和比率 卷積編碼下，存在理想的卷積碼多項式生成矩陣G的範圍(用無碼距離，最佳距離分布，最佳最小距離，和最佳頻譜分布表示)。在優選的複雜實施方案中，利用優化的G生成矩陣。然而，可以利用其他的「次最佳」卷積碼多項式生成矩陣G。
其他的變化本實施例的其他變化可以包括1)利用低數據速率支持的重複編碼當信息數據速率低於支持的最大信息數據速率時，重複編碼或許是理想的。或在輸入到卷積編碼器之前的信息級，或在卷積編碼器輸出的編碼數據級，在高於所需數據速率的速率下抽樣可以實現信息位的重複。或者，在Go-CDMA編碼的輸出端，可以利用擴展碼片級的重複。重複次數的選取以達到低信息數據速率下的兼容擴展因子。
這種情況的例子是在3G WCDMA通信系統語境下支持512kbps的信息數據速率。在此情況下所需的擴展因子是8碼片。本實施例的自然實施方案是利用比率 卷積編碼器，其中m∈{1，2，3，4，5，6，7，8}和n≤9，隨後是Go-CDMA編碼，其中l∈{8，16，32，64，128，256}。自然實施方案的一種可能變化是利用比率 卷積編碼器，其中m∈{1，2}和n＝3，隨後是Go-CDMA編碼，其中l＝4和重複編碼率為2。
在接收機中，完成相同但相反的過程。此外，對重複信息位的所有解碼信號能量相加，以便在接收機中獲得發射信息位的估算值。
2)利用低數據速率支持的速率兼容收縮卷積(RCPC)編碼代替標準卷積編碼這個實施例的另一種變化是利用速率兼容收縮卷積(RCPC)編碼代替本實施例中的標準卷積編碼，為的是支持相同卷積編碼硬體結構的不同信息數據速率。利用上述的重複編碼也可以補充這種變化。
在接收機中，對接收信號完成相同但相反的過程(RCPC解碼)。
b)二級Turbo/Go-CDMA編碼分別考慮標準或優化的 比率Turbo編碼器，和比率為 的兩個並行遞歸系統卷積(RSC)編碼器，其中nTurbo是Turbo編碼器的編碼輸出位數目。每個RSC編碼器有M個移位寄存器，在第二個RSC編碼器編碼之前，偽隨機交叉加到信息位。圖7表示這種情況。Turbo編碼器也可以看成是並行連接的卷積(PCC)編碼器。因此，Turbo編碼器中的每個RSC編碼器是離散時間有限存儲器動態系統或有限狀態機，其中有m個雙極輸出，標誌為uk；M個雙極狀態，標誌為xk；和n個雙極輸出，標誌為dkζ}，其中ζ∈{1，2}，代表Turbo編碼器中的RSC編碼器1和RSC編碼器2。此處，k＝0，1，...是離散時間指數。圖8表示RSC編碼器的基本結構。相當的編碼器作用於集合{0，+1}中的單極信號。
由於Turbo編碼器中的每個RSC編碼器可以用相當的卷積編碼器代表，這是本發明的另一個實施例，其中二級卷積/Go-CDMA編碼可加到Turbo編碼器中的每個RSC編碼器。這就允許我們獲得二級Turbo/Go-CDMA編碼的增強。
為了簡化，我們集中討論特殊的單個輸入情況，其中m＝1，因此，輸入是雙極數據流，而n個輸出是雙極編碼數據的n位矢量流，其元素(dk1,dk2,dk3,dkn){+1,-1}.]]>對於Turbo編碼器，我們建議相同的碼用於這兩個RSC編碼器。此外，在每個RSC編碼器中，有相當的卷積編碼器。基於這些假設，不失普遍性，我們可以對RSC編碼器給出(1.27)和(1.28)中的公式，其中xk＝Axk-1+Buk；x0＝0，dkj|j{1,2,3n}=i=1ngiTxk---(1.32)]]>此處，xk=ukuk-1uk-3uk-M;A=0000100001::::000010;B=100:0;GT=g1g2gn--(1.33)]]>和gi|i∈{1 ，2，3，...n}是有雙極元素的列n矢量。(若uk和G的元素是單極的，則xk和dkζ也是單極的，現在給出dkj|j{1,2,3,...n}=i=1n[giTxk]2,]]>其中[·]2指出任何加法都是模數2加法。因此，利用(1.32)和(1.33)中卷積編碼器的PCC配置，我們可以實現比率 的Turbo編碼器。因為在每個卷積編碼器中，因為它的RSC編碼器中有系統路徑；因此，Turbo編碼器中的PCC編碼器有兩條系統路徑，而不是如在標準Turbo編碼中只有一條系統路徑。這種變換有如下的優點·把Turbo編碼器結構變換成兩個相同標準卷積編碼器的PCC編碼器結構。所以，我們現在可以應用Go-CDMA編碼增強到各自的卷積編碼器上，按照上節中標題為「二級卷積/Go-CDMA編碼」所描述的方式。
·此外，在PCC編碼器結構內，有兩條系統路徑，而在Turbo編碼器結構中僅有一條系統路徑。
為此目的，現在我們把(1.32)和(1.33)的卷積編碼器增廣成有輸出(dk1,dk2,dk3,dk(n+1)){+1,-1}]]>的 比率編碼器，其中dk(n+1)=dk1dk2dkn.]]>(通過利用Go-CDMA編碼和改進的解碼，如在以上幾節中詳細描述的)。(1.33)中的矩陣GT僅僅被附加的列gn+1增廣，其中元素gn+1，i是以上元素的「奇偶檢驗」，gn+1，j＝g1，ig2，i...gn，i。
本發明這個實施例的意圖是把標題為「二級卷積/Go-CDMA編碼」上節中所有實施例應用於標準Turbo編碼結構中的每個卷積編碼器。
在接收機中，從改進的Go-CDMA解碼中導出增廣的「奇偶校驗位」。這些「奇偶校驗位」可用於增強Turbo解碼器中的解碼算法性能。此外，因為二級Turbo/Go-CDMA編碼方法允許兩條系統路徑的傳輸，而不是標準Turbo編碼中的一條系統路徑，我們對標準Turbo編碼模式的總體編碼能力獲得進一步改進。
c)二級塊/Go-CDMA編碼基於對公式(1.5)的模擬研究和觀察，我們推測在Go-CDMA系統中，在n為偶數的情況下，當多址信道(輸入到編碼器)數目從n個信道增加到n+1個信道時，性能沒有發生惡化。現在，利用這個推測和以上兩節中描述的Go-CDMA編碼增強，構造二級塊/Go-CDMA編碼。我們不能預期得到的優點如卷積/Go-CDMA編碼或Turbo/Go-CDMA編碼情況下那樣大，確實，預期的相對優點隨塊長度的增大而減小。
本發明的實施例是n個信息位情況下的二級塊/Go-CDMA編碼模式，其中n是偶數。塊碼僅僅增加一個奇偶校驗位1，稱之為第一奇偶校驗位，以獲得奇數n+1位。現在，把這個奇數位應用於Go-CDMA編碼模式。增加一個奇偶校驗位對於其他位的Go-CDMA編碼不會引起實質的性能損失，因為n是偶數，但奇偶校驗位的估算值可以改進信息位的估算值。
Go-CDMA編碼級利用增強的Go-CDMA檢測，它估算編碼n+1位的附加奇偶校驗位，稱之為第二奇偶校驗位。n越小，則第一個第二奇偶校驗位的影響就越大。值n＝2給出最大的增益，現在給出比一般情況更詳細的描述。
本發明的實施例是，當信息位組織成b×n塊(矩陣D)，其中b是正整數，而n是偶正整數。與b的值有關，可以對信息位實施各種線性塊編碼選擇，實現與D中每行有關的第一奇偶校驗位，給信息位矩陣D擴充一列，標誌為p。對[Dp]的每行再擴充第二奇偶校驗位，它在雙極元素情況下是行元素的乘積，而在單極元素情況下是模數2加法，給[Dp]擴充一附加列，標誌為φ，如B＝[Dpφ]所示。然後，增強的Go-CDMA解碼估算這個矩陣B。估算原始信息位的最佳解碼過程是最大似然性檢測。這對於b，n很小的情況是很簡單的。
一個例子是n＝2，b＝2的情況。信息位是在4位塊中被處理。這些信息位標記為{d1，d2，d3，d4}，添加的第一奇偶校驗位為{p1，p2}，和第二奇偶校驗位為{φ1，φ2}，它們出現在矩陣格式B中，則收集的信息和添加奇偶校驗位就是如下所示B=d1d2p11d3d4p22---(1.34)]]>對雙極信息位實施線性塊編碼的一種結果是p1＝d1d3d4；p2＝d1d2d3； (1.35)因此，φ1＝p1d2d1＝d2d3d4；φ2＝p2d3d4＝d1d2d4(1.36)在這個實施方案中，每個奇偶校驗位支持一個特定的信息位di，其中i＝{1，2，3，4}。在單極信息位的情況下，dT＝{d1d2d3d4}，則dTG2=d1d2d3d4p22p11=:daugT---(1.37)]]>其中[·]2再次說明加法是模數2算術運算，而G是生成矩陣，G=10001110010011010010101100010111---(1.38)]]>在最佳解碼選擇下，以上的例子利用最大似然性檢測，檢查接收的信息位 與D的24個可能圖形的關係，以及與B的關係。以上例子的其他次最佳解碼算法包括硬判定基解碼的標準利用，如下所述。
硬判定基解碼利用奇偶校驗矩陣以及具有可以修改的差錯圖形的對應故障表。
在以上的例子中，對應的奇偶校驗矩陣H是H=11101000110101001011001001110001---(1.39)]]>根據dTaugHT，以下給出24個可能數據和相關daug產生的故障表。此外，還給出可以修改的所有可能一個和某些兩個信息位差錯的對應差錯圖形。
故障 差錯圖形0000111011011011011110000100001000010011010110010110101011001111]]>00000000100000000100000000100000000100000000100000000100000000100000000111000000101000001001000010001000100001001000001010000001]]>(1.40)其他實施方案本發明的其他可能實施方案包括在增強差錯糾正的Go-CDMA編碼系統中利用奇偶校驗位的各種方法，但不改變Go-CDMA碼的擴展因子。這些方法的可能例子是例A考慮有兩個信息位d1和d2，以及第一奇偶校驗位是p1＝d1，和第二奇偶校驗位是φ1＝d2的情況。在這種情況下，每個奇偶校驗位支持一個信息位。
例B考慮在9×l Go-CDMA系統中有9個信道，僅編碼8個信息位{d1...d8}，和1個奇偶校驗位p1，其中p1＝d1d2d3d4。因此，利用Go-CDMA編碼信號的固有多項式結構，第二奇偶校驗位是φ1＝p1d1d2... d8＝d5d6d7d8。在這個例子中，第一奇偶校驗位支持前4個信息位，而第二奇偶校驗位支持後4個信息位。
例C考慮在9×l Go-CDMA系統中有9個信道，編碼8×8塊信息位D8×8，和一個奇偶校驗矢量p的情況，其中D88=d1d2d3d4d5d6d7d8d9d10d11d12d13d14d15d16d17d18d19d20d21d22d23d24d25d26d27d28d29d30d31d32d33d34d35d36d37d38d39d40d41d42d43d44d45d46d47d48d49d50d51d52d53d54d55d56d57d58d59d60d61d62d63d64,(1.41)]]>p＝p1p2p3p4p5p6p7p8]每個奇偶校驗位檢查信息位塊D8×8中的一列，即，p1是檢查信息位列p1，p9，p17，p25，p33，p41，p49和p57上信息位的奇偶校驗位。然後，奇偶校驗矢量增廣該信息塊，形成8×9矩陣塊，其中第9列是奇偶校驗矢量p，如[D8×8p]。
利用這種方法，實施2維奇偶校驗編碼模式，其中第一奇偶校驗位檢查8×8信息位矩陣的垂直方向，而第二奇偶校驗位檢查[D8×8D8×8]矩陣的水平方向。
d)二級卷積或塊/多碼Go-CDMA編碼在這個實施例中，按照上述的實施例可以完成卷積編碼或Turbo編碼或塊編碼。
多碼Go-CDMA(MC-Go-CDMA)編碼指的是利用Go-CDMA碼作為「非線性失真容限」Go-CDMA碼，如在標題為「Methodand Apparatus for Non-Linear Code-Division Multiple AccessTechnology的相關美國專利申請中所描述的，2001年10月5日申請，合併在此供參考。
如在以上相關申請中所描述的，當Go-CDMA碼用作MC-CDMA結構中的擴展碼時，形成的多電平複合信號容許較大非線性失真。因此，MC-Go-CDMA解碼信號是更可靠。利用這個增大的可靠性，此處給出本發明的另一個實施例。
以上實施例的卷積或塊編碼是與發射機中MC-Go-CDMA編碼結合使用。在接收機中，在檢測接收的信號r(t)之後，其中r(t)＝s(t)+幹擾，根據以下的運算導出奇偶校驗位的估算值 d^n+1=0tsign(r(t))X1X2Xnd]]>或 (1.42)d^n+1=0tsgn(r(t))X1X2Xnd]]>因此，在本發明的這個實施例中，形成的軟解碼數據位 再用於此處一些實施例中的卷積解碼或Turbo解碼或塊解碼。
前置編碼和後置解碼級中的差錯糾正運算可以進行組合，同化或用上述實施例中具有差錯糾正編碼的Go-CDMA代替。
e)本專利中引入的線性編碼模式的碼格表示線性有限狀態編碼模式可以表示成格碼的形式。因此，為了完整起見，我們給出本專利中提出的基本編碼模式的下列碼格表示。
二級卷積/Go-CDMA編碼作為網格編碼考慮有M個移位寄存器的標準或優化 比率卷積編碼器。該編碼器是離散時間有限存儲器動態系統或有限狀態機，其中有m個雙極輸入，標誌為uk；M個雙極狀態，標誌為xk和n個雙極輸出，標誌為dk。此處，k＝0，1，2，...是離散時間指數。為了簡化，我們集中討論n個輸出形成雙極編碼數據的n矢量流的特殊情況，元素是(dk1，dk2，...，dkn)∈{+1，-1}。
n個輸出是Go-CDMA編碼的。因為有2n個可能的n位矢量輸入到Go-CDMA編碼器，就有2n個可能的輸出序列。因此，Go-CDMA編碼是n位矢量變換到輸出序列。這種變換可以看成是調製過程的一部分。卷積編碼器是有效狀態編碼器，它與這種變換一起構成特殊的網格編碼器。
a)格碼的優化格碼的優化涉及卷積碼與調製(變換)的聯合優化。傳統上，在設計格碼時，採取良好的卷積碼，從而使變換優化。然而，在卷積/Go-CDMA編碼中，變換是由Go-CDMA編碼固定的。所以，格碼的優化取決於卷積碼的優化。
b)網格解碼把卷積/Go-CDMA編碼看成是網格編碼，則Go-CDMA解碼和卷積解碼可以用單步網格解碼代替。
信令間隔中接收的序列傳輸通過一組2n個濾波器。每個濾波器與其中一個可能的輸出序列匹配。濾波器的輸出用於計算網格中的分支矩陣。解碼是利用Viterbi算法完成的。
雖然網格解碼是可能的，然而Go-CDMA解碼之後的卷積解碼在實際中仍然是優選的。在Go-CDMA解碼中，僅僅需要n+1個濾波器，而在網格解碼中，需要2n個濾波器。
二級Turho/Go-CDMA編碼作為網格編碼在Turbo/Go-CDMA編碼中，利用與卷積編碼情況下相同的基本碼格表示，但在並行連接的卷積(PCC)編碼器的語境下。
二級塊/Go-CDMA編碼作為網格編碼在塊/Go-CDMA編碼模式中，可以考慮生成矩陣G和奇偶檢驗矩陣H的二元 線性塊碼形成碼格表示。在每個編碼間隔期間，m個信息位的消息移位到編碼器存儲器中並編碼成n個碼位的碼字。形成n個碼位，並在n位時間內移位到信道上。所以，編碼跨度Γ是有限的，它包括n+1個時間實例，其中Γ＝{1，2，...，N} (1.43)因此，利用時間跨度Γ上n段格構圖，可以表示二元 線性塊碼。此外，因為塊碼編碼器的n個輸出是Go-CDMA編碼的，且由於有2n個可能的n位矢量輸入到Go-CDMA編碼器，所以，就有2n個可能的輸出序列。因此，Go-CDMA編碼是n位矢量變換到輸出序列。這種變換可以看成是調製過程的一部分。線性塊編碼器是有格碼的有限狀態編碼器，與這個Go-CDMA變換結合構成特殊的網格編碼器。
a)格碼的優化格碼的優化要求線性塊碼和調製(變換)的聯合優化。傳統上，在設計格碼時，採取良好的線性塊碼，從而使變換優化。然而，在塊/Go-CDMA編碼中，變換是由Go-CDMA編碼固定的。所以，格碼的優化取決於線性塊碼的優化。
b)網格解碼把塊/Go-CDMA編碼看成是網格編碼，則Go-CDMA解碼和塊解碼都可以用單步網格解碼代替。
信令間隔中接收的序列傳輸通過一組2n個濾波器。每個濾波器與一個可能的輸出序列匹配。濾波器的輸出用於計算網格中的分支矩陣。解碼是利用最大似然性算法完成的。
雖然可以實施網格解碼，但Go-CDMA解碼之後的塊解碼在實際中可能仍然是優選的。在Go-CDMA解碼中，需要n+1個濾波器，而在網格解碼中，需要2n個濾波器。
f)本專利中引入的線性編碼模式的格碼調製(TCM)利用基於Ungerboeck於1982年提出的格碼調製技術，還可以調製本發明實施例中Go-CDMA編碼輸出。利用發射機中的TCM可以給本發明每個實施例提供3至6dB的編碼增益。通常，只有在接收機中利用基於最大似然性檢測(MLD)的對應TCM檢測模式時才獲得這種編碼增益。MLD模式有實施的複雜性，複雜性是隨可能檢測的信號模式數目按指數方式增大。因此，輸出中可能的信號模式數目和當前的硬體技術實際限制TCM在有限信道數目的小系統中的實施。
按照本發明另一個實施例，常規的TCM模式可用於變換按照本發明增強編碼模式的輸出。
利用非線性塊碼字矩陣的TCM變換本發明的一個實施例是利用TCM技術從按照本發明增強編碼模式的發射機輸出變換到非線性碼字矩陣。非線性碼字矩陣可藉助於以下方法構成·Levenshtein構造方法；·|u|uv|構造方法；及·|u|uv|構造方法，其中u和v是Go-CDMA編碼輸出的非重疊部分。
這個實施例的接收機利用最大似然性檢測技術以估算接收的編碼位和附加的奇偶校驗位，然後用在本發明的增廣差錯解碼過程。或者，接收機中的MLD過程可以在差錯糾正編碼之前擴展到提供發射數據信號的最大似然性估算值。
實際的編碼實施方案在圖17中，按照本發明信道擴展和後續編碼實施例表示成三級可能的實際實施方案。在這節中描述可能的實際實施方案。
圖20表示本發明實際編碼實施方案的通信系統功能方框圖，包括信道差錯糾正編碼(330a)和解碼(330b)，信道擴展(210)和去擴展(220)，和調製前向變換(211)和反向變換(221)。在天線與信道差錯糾正編碼和解碼塊330之間，包括塊330，如圖所示系統的每個水平層可以考慮成不同的編碼級。
本發明實施例中一個實際實施方案是圖20所示的通信系統，其中信道擴展(210)和去擴展(220)功能塊包括兩個編碼級。第一編碼級(210a)和解碼級(220a)主要有提供差錯糾正編碼的功能，而第二編碼級(210b)和解碼級(220b)有進一步加強通信系統中第一級差錯糾正編碼(210a和220a)功能和信道擴展功能。如圖20所示，信道擴展功能塊中第二級編碼210b的輸出可以在320中信道調製之前任選地藉助于格碼調製技術作進一步變換。相反的過程也任選地適用於接收端。
本發明實施例的另一種實際實施方案是類似於圖20所示系統的通信系統，其中信道差錯糾正編碼(330a)和解碼(330b)功能塊分別地與第一級編碼塊(210a)和解碼塊(220a)組合，形成更強的差錯糾正編碼塊。在這個實際實施方案中，調製前向變換(211)和反向變換(221)在系統中也是任選的。
對於本發明的兩個實際實施方案，來自第二級編碼210b的輸出有確定的去相關信號模式。在接收機中，利用此處描述的數學方法，可以去相關該去相關信號模式，該數學方法的複雜性隨數據信道數目按照線性方式增長。
雖然我們已公開本發明各個具體實施例，本領域一般專業人員能夠明白，在不偏離本發明精神和範圍的條件下，可以對這些實施例作一些變化。例如，雖然已描述各種功能和編碼級，應當明白，一級或多級可以組合成單個功能塊，相反地，單個功能塊可以分解成一級或多級。上述功能和技術的任何實施方案是在本發明的範圍內，與該功能或技術在哪級中實施無關，也與該功能或技術是在多少級中實施無關。還應當明白，利用具有差錯糾正編碼的Go-CDMA碼和矩陣的數學運算和矩陣運算可以用硬體或軟體實施。在軟體實施的情況下，軟體指令和數據可以包含在計算機的可用媒體中，並存儲到通信裝置中存儲器。軟體指令可以包括處理器或其他硬體執行的控制邏輯，使通信裝置基於Go-CDMA碼編碼和解碼數據消息，其中差錯糾正編碼是附圖中所描述的。在利用硬體或固件實施時，利用具有差錯糾正編碼的Go-CDMA碼和矩陣的數學運算和矩陣運算可以由一個或多個晶片上的邏輯提供，或可以燒入到EEPROM中作為程序指令和數據。還應當明白，具有差錯糾正的Go-CDMA碼和矩陣可以被系統檢索和利用，可以存儲到存儲器，包含在硬體中，從諸如其他硬體或存儲器的外部源接收，或從系統內外的存儲數據中導出或從硬體中產生。
權利要求
1.一種編碼傳輸數據信號的方法，包括在第一編碼級，利用差錯糾正編碼模式產生基於數據信號的編碼位；在第二級，再編碼基於非線性塊差錯糾正編碼模式的編碼位以實現有可檢測圖形的輸出；和發射基於該輸出的信道擴展信號。
2.按照權利要求1的方法，其中選取第一和第二級編碼模式以增強解碼過程中的差錯糾正。
3.按照權利要求1的方法，其中第二級非線性塊差錯糾正編碼涉及Go-CDMA矩陣乘法運算。
4.按照權利要求1的方法，其中第一級差錯糾正編碼模式是卷積編碼模式。
5.按照權利要求1的方法，其中第一級差錯糾正編碼模式是Turbo編碼模式。
6.按照權利要求1的方法，其中第一級差錯糾正編碼模式是塊編碼模式。
7.按照權利要求1的方法，還包括在第二級編碼之前交叉編碼位。
8.按照權利要求1的方法，還包括在發射之前交叉輸出。
9. 按照權利要求1的方法，其中第一級至少包括一個編碼器。
10.按照權利要求1的方法，其中第二級至少包括一個非線性塊差錯編碼器。
11.按照權利要求1的方法，其中信道差錯糾正目標的數據編碼包括在第一級信道擴展編碼中。
12.按照權利要求1的方法，其中第一和第二編碼級是用網格編碼模式代表。
13.按照權利要求1的方法，其中利用格碼調製技術調製輸出。
14.按照權利要求1的方法，其中利用格碼調製技術使輸出變換到較大碼距離的非線性碼字矩陣。
15.一種解碼信道擴展編碼信號的方法，包括接收信道擴展信號；在第一解碼級，基於非線性差錯糾正編碼模式，去相關接收的信號以恢復n位塊形式的編碼位估算值，和從接收信號中估算附加的奇偶校驗位；和在第二解碼級，基於差錯糾正解碼模式，解碼編碼的n位和附加的奇偶校驗位以恢復數據信號。
16.按照權利要求15的方法，其中信道擴展信號在稱之為RAKE接收機的多接收機結構中被接收和去相關。
17.按照權利要求16的方法，其中數據位和來自每個RAKE接收機結構的奇偶校驗位的估算值是軟值。
18.按照權利要求16的方法，其中第一級非線性塊差錯糾正解碼涉及Go-CDMA矩陣去相關運算。
19.按照權利要求15的方法，其中差錯糾正解碼模式是卷積碼解碼模式。
20.按照權利要求15的方法，其中差錯糾正解碼模式是Turbo碼解碼模式。
21.按照權利要求15的方法，其中差錯糾正解碼模式是塊碼解碼模式。
22.按照權利要求15的方法，還包括在第一解碼級之前去交叉接收的信道擴展信號位。
23.按照權利要求15的方法，還包括在第一解碼級之後去交叉這些位。
24.按照權利要求15的方法，其中利用至少一個非線性塊差錯解碼器，信道擴展信號在第一級解碼中被解碼。
25.按照權利要求15的方法，其中第二差錯糾正解碼級至少包括一個解碼器。
26.按照權利要求15的方法，其中與信道差錯編碼目標相關的任何解碼集成到第一解碼級。
27.按照權利要求16的方法，其中第一級非線性塊差錯糾正解碼涉及Go-CDMA矩陣去相關運算。
28.按照權利要求16的方法，其中第二級解碼器是卷積碼解碼器。
29.按照權利要求16的方法，其中第二級解碼器是Turbo碼解碼器。
30.按照權利要求16的方法，其中第二級解碼器是塊碼解碼器。
31.按照權利要求16的方法，還包括在第一解碼級之前去交叉接收的信道擴展信號位。
32.按照權利要求16的方法，還包括在第一解碼級之後去交叉這些位。
33.按照權利要求16的方法，其中至少利用一個非線性塊差錯解碼器，信道擴展信號在第一級解碼器中被解碼。
34.按照權利要求16的方法，其中第二解碼級至少包括一個解碼器。
35.按照權利要求16的方法，其中與信道差錯糾正編碼目標相關的任何解碼集成到第一解碼級。
36.按照權利要求15的方法，其中信道擴展編碼信號的解碼是基於最大似然性檢測算法。
37.按照權利要求16的方法，其中信道擴展編碼信號的解碼是基於最大似然性檢測算法。
38.按照權利要求35的方法，其中信道擴展編碼信號的解碼是基於網格解碼模式的最大似然性檢測算法。
全文摘要
提供一種增強差錯糾正編碼模式的信道擴展信號編碼的方法，這是基於非線性塊差錯糾正編碼模式，在傳輸之前引入可檢測圖形到信號輸出中，通過編碼差錯糾正編碼信號實現的。在接收機端，能夠利用RAKE接收機和增強的解碼模式，可檢測的圖形被去相關。
文檔編號H04B1/707GK1486553SQ01821938
公開日2004年3月31日 申請日期2001年11月14日 優先權日2000年11月15日
發明者阿爾弗萊德·K·T·譚, 阿爾弗萊德 K T 譚 申請人:Go-Cdma有限公司