半橋磁緩釋邊沿諧振軟開關技術的製作方法

2023-09-27 06:12:45

專利名稱：半橋磁緩釋邊沿諧振軟開關技術的製作方法
技術領域：
本發明涉及開關電源領域，具體是指一種在半橋電路中採用磁能延緩釋放以實現脈衝邊沿諧振過零的軟開關技術。
半橋式開關電源的拓撲形式，由於其抗不平衡能力強，結構簡單，調整容易等優點，在中、低功率容量的開關電源中普遍被採用。但在半橋式開關電源中軟開關技術的運用，其進展遠不如全橋軟開關成熟。
近年來，各種論文、書刊、雜誌對半橋式軟開關電路的研究、討論，比較傾向在諧振型或準諧振型領域尋求發展，雖然取得了一些成果，但目前對諧振型或準諧振型的電路拓撲，其零電壓或零電流狀態的實現，所需的控制電路還比較複雜，調整不易，一致性、均勻性還較差，實現規模化批量生產的難度較大，此外在諧振型或準諧振型中，開關器件的輸出潛力不能充分發揮，器件利用率低，目前還只在小體積、小功率場合使用，在稍大功率以及中等功率情況下，使用還不普遍。
從商品生產角度考慮，脈衝調寬方式加邊沿諧振軟開關技術是目前效果既顯著，調整又容易，又便於實施規模化生產的實用化軟開關技術，在全橋電路中已卓有成效，但在半橋式電路中，此項技術難以實現，迄今仍未能突破。
本發明利用「磁能延緩釋放」技術，目的是使之能在半橋電路中將脈衝調寬(PWM)技術與邊沿諧振技術結合起來，從而創立半橋式電路的一項新的拓撲形式，以便於規模化實施半橋電路式軟開關技術。
半橋的基本電路如圖一(a)所示，這是一個典型的常用電路，多數開關電源教材都有說明，這裡不作解釋，但為了在這個電路中實現磁緩釋邊沿諧振軟開關的目的，需要先對這個電路的開通和關斷過程作一分析，才便於對上述軟開關技術能有深入的了解。以下按時序分析主變壓器工作時的電壓、電流波形。
1、0～t1時段參看圖一(b)及圖二此區間Q1在導通狀態，主變壓器端壓UMN＝Uin/2，UC1＝0，UC2＝Uin，變壓器中之電流為I0。
2、t1～t2時段t1時刻Q1管關斷，由於主變壓器漏感之存在，電流I0維持不變，此電流從t1時刻開始對C1充電，見圖一(c)，若C1之值愈大，則UC1上升愈緩慢，Q1的關斷損耗愈小，反之，關斷損耗將增加。到t2時刻，Uc1被充電至Uin/2值，變壓器端壓UMN則下降至零伏。在此時段中C2中之電荷將通過R2放電，放電速率由R2、C2時間常數決定。
3、t2～t3時段從t2時刻起，主變壓器將反極性，其電壓方向由UMN轉變為UNM，見圖一(d)，從而進入升壓續流狀態，並繼續對C1充電。此時漏感的儲能開始洩放，I0的數值也開始下降，如圖二中的i0(t)。此時漏感中的儲能中的一部分將轉變為C1中的電能，到t3時刻UNM上升到Uin/2，UC1則上升到Uin，UC2則下降到零伏，如圖一(d)及圖二所示。
4、t3～t4時段到t3時刻，UNM已上升到Uin/2，但漏感中的儲能尚未耗盡，故此時漏感剩餘能量將通過Q2管的內置二極體向電源反饋能量，同時還要向負載側輸出能量，如圖一(e)所示(此等效電源以C02為代表，設C02容量相對甚大，故可認為UC02相對為恆定電壓Uin/2不變)。由於UC02具有最高電壓值，故此時漏感中的儲能將在高電壓下洩放，很快就耗盡，即在t4時刻，漏感的儲能已不能再維持Uin/2的高續流電壓，而開始迅速下降，同時i0(t)也將迅速下降如圖二所示。
5、t4～t5時段從t4時刻起，UNM急劇下降，漏感所殘餘的磁能將與迴路中之分布電容以及器件的極間電容等構成一個短時間的自由振蕩時區，並很快在t5時刻衰減至零。
6、t5～t6時段此時段內，由於UMN＝UNM＝0，故UC1及UC2很快都將進入到Uin/2之靜止電壓狀態，如圖一(f)所示。直到t6時刻半橋中之另一管開通時為止。
7、t6～t7時段t6時刻開通Q2管，由於Q2管開通時，UC1＝UC2＝Uin/2，因電容電壓不能突變，故Q2管在開通時將有一個大的浪湧電流對C1充電，如圖一(g)所示，至t7時刻，C1由Uin/2充滿至Uin值，Q2管的Uce才由Uin/2下降到零伏，顯然Q2的開通是有損耗的，此外在C1的電壓由Uin/2開始上升時，UNM也由零伏開始上升，在t7時刻UC1上升至Uin時，UNM也就上升至Uin/2最大值上。
在此時段中，C2中的電荷將通過Q2和R2放電，最終UC2將趨於零伏(這將為以後關斷Q2時創造一個電壓緩升的條件)。
8、進入下半周后工作過程與上半周的情況相同。
由以上的分析可以看出半橋電路的開關損耗的大小，主要決定於主控器件上並聯電容C的大小(C1＝C2)。
從關斷損耗來看，並聯電容應儘可能選大，則關斷損耗可減小。
然而C加大之後，C中之儲能CU2/2增大，而這一項儲能最終將消耗在電阻R1及R2上，故加大C值最終開關損耗不一定能夠減小，此外C值加大，在上述t6～t7時段中所描述的主控管開通時的浪湧電流也增大，開通損耗也要增加。綜上所述，半橋電路的開通、關斷都有一定的損耗，而軟開關的目的，就是將這一損耗儘可能的減小，直至趨近於零，但目前半橋電路的軟開關技術的研究，離實用化要求還有一定的差距，迫切需要有所突破。
本專利發明獨創了一種「磁緩釋」技術，使半橋開關電路在保持原脈衝調寬方式的調節方便、容易的優點之外，同時又能方便的施加零電壓邊緣諧振技術，達到理想的軟開關模式，這種新的半橋式軟開關的拓撲如圖三所示，與圖一相比，取消了二極體D1、D2以及兩隻功率電阻R1、R2，增加了兩隻低壓MOS管M1及M2，此兩管對接，並用同一信號觸發。M1和M2實質是組成為一個雙向功率電子開關，在上半周，M1、M2的觸發脈衝起始點為t2，終止點在tA，tA點超前於t6點一個固定時間Δt(Δt一般可安排為幾十納秒到1微秒內，這要視電源工作頻率的高低而定)，在下半周，M1M2的觸發脈衝起始點為t2′，終止點在tB，同樣tB點超前於t6′一個Δt時間。t2，tA， t2′，tB各點位置見圖二。
所述半橋式磁緩釋邊沿諧振軟開關技術，由主控器件Q1及Q2以及主變壓器T構成的半橋高頻開關電源的主電路，其在分壓電容C01與C02連接節點M與由主控器件Q1、Q2的連接節點N之間接有一主變壓器T，還接有兩隻對接的低壓輔助開關管M1及M2，整個電路由外接的邏輯控制電路實施控制以完成電源變換，本發明的特徵是在Q1及Q2的截止區給主變壓器(含漏感)設置一個零電壓續流時段，強迫主變壓器進入磁通保持狀態，具體而言零電壓續流時段從端點M與端點N等電位時開始，在Q1及Q2開通前Δt時間處停止，Δt在幾十納秒到1微秒數量級間。在所述主變壓器T上設置了兩隻對接的低壓功率開關器件M1及M2，該器件在上述的時段內導通，以保證主變壓器(含漏感)能進入磁通保持狀態。其主控器件Q1及Q2的集電極與發射極之間(或漏極與源極之間)，分別並有電容C1及C2(C1＝C2)，其特徵是C1與C2的電容量較該主電路的通常用法為大，具體而言，其容量一般增大5-10倍。
綜合以上敘述，可得出以下結論1、「半橋式磁緩釋邊沿諧振軟開關」主控器件關斷損耗的減小，是依靠增大並聯電容C1及C2之值，可比常規增大5至10倍以上，則基本上很接近零電壓關斷。
2、開通損耗的減小是由於本專利發明創造性的設置了一個零電壓續流時段，將漏感中的磁能存儲一段時間，在主控管需要導通前的某一瞬間再行釋放。從而給開通管創造了一個零電壓，零電流的開通條件，使開通損耗趨於零值。
如果由於C1、C2的值增加過多，以致漏感釋放的能量不足以使開通管獲得理想的零電壓條件，也可在主變壓器之外額外增加一個小的磁飽和電感以彌補續流能量的不足。
3、上述兩條說明本方案既能完全保留脈寬調節簡單方便的優點，又能比較理想的實現了沿的過零切換，從而首先在半橋電路中將脈寬調節、技術與邊沿諧振技術巧妙的結合起來，使半橋軟開關走向實用化取得了重要的進展。
本專利技術經過發明人嚴格的科學實驗，在2.5KW電力操作電源的實驗樣機上取得了95％的高效率，主控器件的dv/dt值下降至每微秒500伏以下，di/dt值下降到每微秒20A以下，使該電源模塊的穩定性、可靠性同時得到大幅度提高。
為現實半橋磁緩釋邊沿諧振軟開關所需要的邏輯控制電路，可以有多種多樣的方法，凡熟悉邏輯電路的本專業技術人員都能方便的設計出一套符合本專利技術所需要的組合邏輯，但這僅僅是在本發明專利創造性構思指引下完成的一項具體工作，不能獨立的視為是一項創造性的專利技術而存在。本說明書對邏輯控制電路未加敘述，只是因為它十分簡單普通，無須在專利文獻上進行闡述。
本說明書


如下圖一(a)是半橋高頻開關電源主電路電原理一(b)是半橋下管Q1導通時的工作迴路圖一(c)是半橋下管Q1關斷時，C1電容被充電之工作迴路圖一(d)是半橋下管Q1關斷後，主變壓器漏感進入升壓續流時的工作迴路圖一(e)是C1充電達到最高值Uin後，漏感之儲能向等效電源UC02反饋能量之工作迴路圖一(f)是Q1關斷過程結束，半橋電路進入靜止工作狀態的電路一(g)是半橋上管Q2導通瞬間的工作迴路圖二是半橋主電路在各個不同的工作時段主變壓器端點電壓UMN(t)及通過主變壓器之電流i0(t)之波形示意三是本專利特有的「半橋磁緩釋邊沿諧振」軟開關時的主電路四是半橋磁緩釋邊沿諧振軟開關時主變壓器端點電壓UMN(t)及通過主變壓器之電流i0(t)之波形示意圖。
圖三所示為新的半橋電路，其開關過程及開通、關斷損耗的分析可結合圖四加以說明
1、0～t1時段參看圖三及圖四此時Q1在導通狀態，M1、M2在阻斷狀態，主變壓器端壓UMN＝Uin/2，UC1＝0，UC2＝Uin，變壓器原邊電流為I0。
2、t1～t2時段t1時刻Q1關斷，因漏感之存在，I0維持不變，並對C1充電，隨著UC1由零伏上升，UMN將由Uin/2下降，在t2時刻，UC1上升至Uin/2，UNM下降至零伏，與此同時，C2中的電荷向電源C02放電，在t2時刻UC2已由最大值Uin下降到Uin/2。
Q1之關斷損耗決定於C1的大小，C1的值越大，UC1上升愈緩慢，Q1的關斷損耗即可減小，現將C1的值比圖一(a)中所用的值增加5～10倍，則主控管的關斷損耗將降至非常小的數值內，可以近似視之為零電壓關斷。
3、t2～tA時段在t2時刻，M端點與N端點等電位，此時導通M1及M2管，屬於零電壓開通，M1、M2的導通強迫主變壓器進入磁通保持的零電壓續流狀態，I0在主變壓器及M1、M2管形成的短路迴路中近似於無衰減流通(設變壓器次邊有較大的濾波電感，故次邊的電流亦可視為在恆流狀態，故在此時段中，變壓器原邊、次邊的電流均為恆定值，其di/dt均為零，因而變壓器初次級在此時段中無磁的耦合)，此短路電流一直保持到tA時刻，I0之值可視為無變化。
4、tA～t6時段在tA時刻M1及M2關斷，主變壓器MN兩端點不再被箝位於零電壓，而是進入升壓續流時期，續流電流不再是一個常量，此時續流電流i0(t)將由兩部分連續，其一是C1的充電電流iC1，其二是C2的放電電流iC2，即i0(t)＝iC1(t)+iC2(t)，這一狀態維持到圖四中的a點，此時，UC1已上升到Uin，UC2已下降到零伏，之後，漏感剩餘能量將通過Q2之內置二極體，向等效電源UC02充電，同時還要向負載側輸出能量，由於UC02具有最高電壓Uin/2值，故此時漏感中的儲能是在最高電壓下洩放，很快就被耗盡，在到達圖四中之b點時，漏感之續流電壓已不能維持在Uin/2之高電壓值上，開始迅速下降，與此同時i0(t)也將急速下降。
一個極其重要的結論是，如果我們安排Q2管在ab之間這段時間內導通，則因此時UC2＝0，故Q2管一定是零電壓開通，同時還因為Q2中之內置二極體還有i0(t)在流通，故Q2管也一定是零電流開通，這正是本項專利技術的重點成果。Q2管開通時間t6已在圖四中標明，在t6時刻之後，即進入下半周期。
5、進入下半周之後的工作過程與上半周工作過程相同本電路中M1、M2管觸發脈衝的起始值在t2(以及t2′)時刻，它可在主變壓器兩端點M、N的電位相等時採樣取得。M1、M2管觸發脈衝的終止點可安排在主控管Q1、Q2觸發前Δt處。主控管Q1及Q2之觸發脈衝寬度決定於主迴路的脈寬調節，由於M1M2觸發的終止點恆在Q1及Q2觸發前Δt時間上，故M1、M2的觸發寬度也隨主迴路的脈寬調節而變。
權利要求
1.一種半橋式磁緩釋邊沿諧振軟開關技術，由主控器件Q1及Q2以及主變壓器T構成的半橋高頻開關電源的主電路，其在分壓電容C01與C02連接節點M與由主控器件Q1、Q2的連接節點N之間接有一主變壓器T，還接有兩隻對接的低壓輔助開關管M1及M2，整個電路由外接的邏輯控制電路實施控制以完成電源變換，本發明的特徵是在Q1及Q2的截止區給主變壓器(含漏感)設置一個零電壓續流時段，強迫主變壓器進入磁通保持狀態，具體而言零電壓續流時段從端點M與端點N等電位時開始，在Q1及Q2開通前ΔtΔ時間處停止，Δt在幾十納秒到1微秒數量級間。
2.如權利要求1磁緩釋邊沿諧振軟開關技術，其特徵是在所述主變壓器T上設置了兩隻對接的低壓功率開關器件M1及M2，該器件在上述的時段內導通，以保證主變壓器(含漏感)能進入磁通保持狀態。
3.如權利要求1所述磁緩釋邊沿諧振軟開關技術，其主控器件Q1及Q2的集電極與發射極之間(或漏極與源極之間)，分別並有電容C1及C2(C1＝C2)，其特徵是C1與C2的電容量較該主電路的通常用法為大，具體而言，其容量一般增大5-10倍。
全文摘要
半橋磁緩釋邊沿諧振軟開關技術,在半橋主控管Q1Q2之截止區,使主變壓器(含漏感)獲得一個零電壓續流時段,強迫主變壓器(含漏感)進入磁通保持狀態。這主要是依靠主變壓器端點M及N之間接入兩隻對接的低壓功率開關管器件完成,在Q1或Q2導通前解除磁通保持狀態,從而獲得零電壓的開通條件。本發明使半橋電路方便的進入邊沿諧振零電壓脈寬調製工作狀態,不僅提高了開關電源的效率,而且有效的抑制了浪湧電壓電流,大大提高了電路的穩定性和可靠性。
文檔編號H02M7/537GK1360393SQ0012813
公開日2002年7月24日 申請日期2000年12月22日 優先權日2000年12月22日
發明者張承志 申請人:張承志