原邊控制供電電路的製作方法
2023-12-11 13:31:17 1
原邊控制供電電路的製作方法
【專利摘要】本發明公開了一種原邊控制供電電路，包括連接在高壓電源端和低壓電源端的高壓供電支路，所述高壓供電支路包括串聯的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路。本發明僅需採用單個耗盡型高壓MOS管即可實現對晶片的VDD的快速啟動和工作供電。極低的晶片面積成本使得該發明具有極高的市場可行性，同時又提高系統的工作效率和降低電源系統成本。
【專利說明】原邊控制供電電路
【技術領域】
[0001 ] 本發明屬於集成電路領域，涉及一種原邊控制供電電路。
【背景技術】
[0002]隨著電源管理晶片的效率的提高，體積的減小以及成本的降低，電源管理晶片也越來越廣泛的應用於AC-DC(交流轉直流)的電源管理模塊中。日常中接觸到各種白家電，充電器，LED (Light Emitting Diode)照明設備中都需要AC-DC電源管理模塊來實現交直流轉換。
[0003]在AC-DC電源管理模塊中，通常採用反激，非隔離降壓或者諧振控制等晶片實現交直流的轉換。這些晶片傳統的供電方式如圖1所示(以反激控制晶片為例)。應用電路中包含二極體整流器D(TD3，輸入電容Cin，VDD的旁路電容Cl，變壓器T(其中Np為變壓器初級繞組，Ns為次級繞組，Na為輔助繞組)，控制器晶片20。VDD為控制晶片提供工作電源，工作的電流通常在200uA?2mA之間。對於220VAC交流輸入，Vin上的電壓為31IV直流高壓。
[0004]圖1中晶片的VDD能量由Vin經過Rst提供。晶片工作電流所造成的系統損耗就為Vin*Ist。對即使採用特殊技術(如功率管源極驅動方法)實現低工作電流的控制晶片，這種方式造成的損耗仍然不可忽視。例如常見的Rst設置會從Vin提供500uA左右的電流實現合理的啟動時間並提供晶片的工作電流，帶來的損耗為310V*500uA= 155mW。
[0005]圖2中晶片的VDD能量由晶片集成的高壓電流提供，HV引腳也可以連接在Ql的漏端。在VDD較低時候會打開高壓電流源，當VDD高於某值關斷高壓電流源。高壓電流可實現快速的VDD啟動充電，其帶來的損耗同圖1是類似的，若晶片工作電流為1mA，則會有310V*lmA=310mff 的損耗。
[0006]圖1和圖2由於高壓直流直接供電帶來大的損耗，兩種應用都被限制用於低晶片工作電流的應用。
[0007]為了降低VDD工作電流造成的系統損耗，提高效率，目前常用的結構如圖3所示。Rst為大電阻，提供30uA的啟動電流，VDD充電至工作閾值，反激開始工作，Vo上升，此時輔助繞組將會提供晶片的工作電流。也有為了完全去掉Rst帶來的啟動損耗和啟動速度，晶片還集成高壓啟動，在VDD升至工作閾值就關斷高壓電流源，VDD的電源由輔助繞組供電。採用輔助繞組供電的方式可以低的系統損耗，對於ImA晶片工作電流，輔助繞組電壓為15V，其損耗為15V*lmA=15mW。但是該方法增加了輔助繞組，增加變壓器的設計複雜度以及增加系統成本。
【發明內容】
[0008]針對現有的晶片工作電源技術存在的由高壓Vin直接供電會造成大的損耗僅適用於低晶片工作電流的應用，而由輔助繞組供電造成系統設計複雜和成本的增加的不足，本發明提供了 一種原邊控制供電電路。
[0009]本發明所述的原邊控制供電電路，包括連接在高壓電源端和低壓電源端的高壓供電支路，所述高壓供電支路包括串聯的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；
還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高於預先設定的第一基準電壓並輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓並輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能:
VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號後，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低於第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
[0010]優選的，所述啟動充電支路包括以次級高壓端為電源的PMOS電流鏡，所述PMOS電流鏡的輸出端連接低壓電源端，PMOS電流鏡的輸入端通過一限流電阻接地，所述輸入端還串聯有一個受所述充電邏輯電路控制的開關器件。
[0011]優選的，所述電荷泵由方波振蕩器，功率反向驅動級，第一二極體、第二二極體、第一電容、第二電容組成，所述方波振蕩器的輸出端連接功率反向驅動級的輸入端，所述功率反向驅動級的輸出端連接第一電容，所述第一電容的另一端連接在串聯的第一二極體和第二二極體的公共端，所述第一二極體的正向端連接低壓電源端，第二二極體的輸出端連接電荷泵的電源輸出端，所述第二電容連接在電荷泵的電源輸出端和地之間；
所述方波振蕩器，功率反向驅動級的正電源均與低壓電源端連接。
[0012]優選的，還包括欠壓比較器，所述欠壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高於預先設定的第三基準電壓並輸出欠壓檢測信號到充電邏輯電路，所述充電邏輯電路還具備如下功能:當欠壓檢測信號有效時，開啟所述啟動充電電路，從次級高壓端向低壓電源端充電。
[0013]進一步的，所述充電邏輯電路由第一或非門、第二或非門、第一 RS觸發器、第二 RS觸發器、與非門、第一反向器組成；
所述第一或非門的兩個輸入端分別連接低壓比較器、次高壓比較器的輸出端，所述第一 RS觸發器R端和S端分別連接低壓比較器、第一或非門輸出端，所述第二 RS觸發器R端和S端分別連接低壓比較器、欠壓比較器輸出端，所述第一 RS觸發器的輸出端通過第一反向器連接與非門一輸入端，與非門另一輸入端連接第二 RS觸發器的輸出端，所述第二或非門的兩輸入端分別連接第二 RS觸發器輸出端和啟動信號端；
所述第二 RS觸發器輸出端輸出電荷泵使能信號，與非門輸出端通過第二反向器連接所述中壓NMOS管柵極，所述第二或非門輸出啟動充電電路使能信號。
[0014]優選的，所述低壓比較器和/或次高壓比較器為遲滯比較器。
[0015]本發明具有以下有益效果:
採用本發明所述的用於AC-DC原邊控制晶片中的供電電路，與現有技術相比，本發明可產生如下有益效果:在無需增加外圍變壓器複雜度和成本的情況下，實現系統低損耗的晶片供電；僅需要單個高壓功率管，版圖佔用面積大幅減低；能兼容不同高低工作電流晶片的高效率供電，無需根據晶片工作電流而轉換各種類型供電技術。導通角數外圍可調節，客戶根據需求進一步優化效率和系統成本。
【專利附圖】
【附圖說明】[0016]圖1為傳統的反激控制晶片一種典型應用電路圖；
圖2為傳統的反激控制晶片另一典型應用電路圖；
圖3為現有技術降低VDD功耗的一種應用電路示意圖；
圖4為本發明的一種具體應用方式示意圖；
圖5為本發明的一種【具體實施方式】示意圖；
圖6為圖4和圖5中【具體實施方式】的各個節點的時序示意圖。
【具體實施方式】
[0017]下面結合附圖，對本發明的【具體實施方式】作進一步的詳細說明。
[0018]原邊控制供電電路，包括連接在高壓電源端和低壓電源端的高壓供電支路，所述高壓供電支路包括串聯的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；
還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高於預先設定的第一基準電壓並輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓並輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能=VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號後，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低於第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
[0019]對本領域技術人員，實現上述邏輯運算功能容易實現，對複雜邏輯，可以利用硬體程式語言例如VHDL或VERIL0G編程生成門級邏輯電路，本發明中上述邏輯功能相當簡單，本領域技術人員可以直接根據邏輯關係，利用與門、或門、傳輸門、觸發器等門級電路組合實現。
[0020]如圖4所示為本發明的典型外圍應用電路圖。圖6為該應用圖對應引腳的典型波形。Din可實現對VAC的半橋半波整流，使得HV引腳得到圖6所示的半橋正弦半波該發明電路要實現的供電工作原理如下:
VDD的啟動。啟動時候當HV上有正弦半波時候，控制內部恆流源(如1.5mA)對VDD進行充電。當VDD的電壓達到VDD_0N時候，GATE開始輸出PWM波形驅動功率管Q1，系統進入正常工作狀態。
[0021]正常工作時HV對VDD充電。在正常工作的時候，HV對VDD的充電只在圖6中a和b所指的HV為較低電壓時候進行。在b所指的充電是指晶片檢測HV低於某值(如25V)，開啟充電，由於此時HV在降低，HV對VDD可充電的導通角較小，VDD可能無法充滿至VDD_ON。在a所指的充電狀態為，檢測HV為低時，一直開啟HV充電直至VDD上電壓充滿至VDD_ON。當導通角b提供的能量較小時，導通角a為晶片的所需能量的主要來源。
[0022]通過本發明電路的合理設計，可以使得晶片所損耗的能量由HV在較低電壓時候所提供，從而實現了低損耗。以本發明所應用的實際晶片設計為例，內部集成單個圓環型700V耗盡型MOS管提供充電電流，可提供最大50mA充電電流。對於VAC=220VAC輸入，忽略b導通角的補償能量，在只考慮a導通角的最差情況下，該方法的帶來的系統損耗如下:
單個700V圓環MOS功率管在HV大於35V會達到50mA最大飽和充電電流。在晶片工作電流損耗為ImA時候，對應50mA電流充電所需時間為:
lmA*20ms=50mA*tchrg ---- (I)
由公式(I)，可得出tchrg=400us。
[0023]HV從35V經過400us充電時間，HV的上電壓會升至~70V。
[0024]於是該充電方法所帶來的系統損耗約為:(35V+70V)/2*lmA=52.5mW。
[0025]考慮HV在低於35V之前就有較長時間的大電流對VDD充電以及b導通角對晶片的能量補充，實際的損耗會遠小於52.5mW。對應於用高壓Vin直接供電ImA晶片電流造成的310mW損耗，本方法僅僅為不到1/6，有效的提高系統的工作效率。
[0026]為了實現上述的供電方法，本發明提出了一種基於700V高壓B⑶或CDMOS工藝的新穎電路。該電路僅採用一個圓環型700V耗盡型MOS器件即可實現上述工作原理所需的VDD啟動，HV低電壓檢測，以及大電流充電的功能。
[0027]如圖5所示給出了本發明的電路框架。匪I為高壓NMOS管，此處採用單個700V源極隔離型耗盡型NMOS管(這裡以-5V閾值為例)，匪2為中壓NMOS管，21為2倍VDD電荷泵電路，22為1.5mA啟動充電電流源，23為正常工作時候的大電流充電控制開關，CMPl為低壓比較器，CMP2為次高壓比較器，充電邏輯電路產生21，22，23的開關控制信號Al，A2，A3。
[0028]其電路工作方法如下:
VDD的啟動。啟動時候模塊21的使能控制信號A3為低電平，關斷電荷泵的工作，Al始終控制模塊22開啟，A2控制匪2始終關斷。那麼匪I的柵電壓將會保持等於接近VDD電壓，當HV上 有電壓時候，NMl的源極HV_SENSE電壓將等於VDD+5V，HV_SENSE為模塊22提供電源，PM2產生1.5mA恆流對VDD進行充電。當VDD充至13V，啟動完成，CMPl產生比較信號至Charge control logic模塊,充電邏輯電路產生Al關斷1.5mA恆流充電，A3變為高電平，電荷泵21開始工作，匪I的柵極電壓被設置成2*VDD。
[0029]如圖6所示，正常工作時HV對VDD的充電。由於2倍VDD電荷泵會維持匪I的柵電壓始終為2*VDD電壓，所以在NM2關斷時候，HV_SENSE上的電壓在HV低於2*VDD+5V時，HV_SENSE的電壓會跟隨HV的電壓。此時通過CMP2檢測到HV_SENSE低於2*VDD，則可認為檢測到HV處於低電壓導通角狀態。通過充電邏輯電路產生A2控制信號開啟匪2開關管，對VDD進行大電流充電直至達到13V關斷匪2充電。所以本方法實現了在匪2關斷時候對HV的低電壓導通角檢測，同時也實現了復用匪I管對VDD進行大電流充電。
[0030]所以本發明電路基於電荷泵的電路，實現了僅通過對單個高壓匪I管的分時復用即可實現對VDD的充電管理，其他控制電路均為低中壓器件，大大降低了晶片的版圖面積。[0031 ] 前文所述的為本發明的各個優選實施例，各個優選實施例中的優選實施方式如果不是明顯自相矛盾或以某一優選實施方式為前提，各個優選實施方式都可以任意疊加組合使用，所述實施例以及實施例中的具體參數僅是為了清楚表述發明人的發明驗證過程，並非用以限制本發明的專利保護範圍，本發明的專利保護範圍仍然以其權利要求書為準，凡是運用本發明的說明書及附圖內容所作的等同結構變化，同理均應包含在本發明的保護範圍內。
【權利要求】
1.原邊控制供電電路，包括連接在高壓電源端和低壓電源端的高壓供電支路，其特徵在於，所述高壓供電支路包括串聯的高壓NMOS管和中壓NMOS管，所述高壓NMOS管和中壓NMOS管分別連接在高壓電源端和次級高壓端、次級高壓端和低壓電源端之間；還包括電荷泵、啟動充電電路、低壓比較器、次高壓比較器、充電邏輯電路；所述電荷泵的電源輸入端和電源輸出端分別連接低壓電源端和高壓MOS管的柵極，所述啟動充電電路連接在次級高壓端和低壓電源端之間，所述低壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高於預先設定的第一基準電壓並輸出低壓檢測信號，所述次高壓比較器檢測預先設定的第二基準電壓並輸出次高壓檢測信號，所述充電邏輯電路具備如下功能=VDD充電至低壓比較器輸出低壓檢測信號後，控制電荷泵開始工作；次高壓比較器檢測到次級高壓端電壓低於第二基準電壓時，開啟中壓NMOS管。
2.如權利要求1所述的原邊控制供電電路，其特徵在於，所述啟動充電支路包括以次級高壓端為電源的PMOS電流鏡，所述PMOS電流鏡的輸出端連接低壓電源端，PMOS電流鏡的輸入端通過一限流電阻接地，所述輸入端還串聯有一個受所述充電邏輯電路控制的開關器件。
3.如權利要求1所述的原邊控制供電電路，其特徵在於，所述電荷泵由方波振蕩器，功率反向驅動級，第一二極體、第二二極體、第一電容、第二電容組成，所述方波振蕩器的輸出端連接功率反向驅動級的輸入端，所述功率反向驅動級的輸出端連接第一電容，所述第一電容的另一端連接在串聯的第一二極體和第二二極體的公共端，所述第一二極體的正向端連接低壓電源端，第二二極體的輸出端連接電荷泵的電源輸出端，所述第二電容連接在電荷泵的電源輸出端和地之間；所述方波振蕩器，功率反向驅動級的正電源均與低壓電源端連接。
4.如權利要求1所述的原邊控制供電電路，其特徵在於，還包括欠壓比較器，所述欠壓比較器檢測低壓電源端電壓是否高於預先設定的第三基準電壓並輸出欠壓檢測信號到充電邏輯電路，所述充電邏輯電路還具備如下功能:當欠壓檢測信號有效時，開啟所述啟動充電電路，從次級高壓端向低壓電源端充電。
5.如權利要求4所述的原邊控制供電電路，其特徵在於，所述充電邏輯電路由第一或非門、第二或非門、第一 RS觸發器、第二 RS觸發器、與非門、第一反向器組成；所述第一或非門的兩個輸入端分別連接低壓比較器、次高壓比較器的輸出端，所述第一 RS觸發器R端和S端分別連接低壓比較器、第一或非門輸出端，所述第二 RS觸發器R端和S端分別連接低壓比較器、欠壓比較器輸出端，所述第一 RS觸發器的輸出端通過第一反向器連接與非門一輸入端，與非門另一輸入端連接第二 RS觸發器的輸出端，所述第二或非門的兩輸入端分別連接第二 RS觸發器輸出端和啟動信號端；所述第二 RS觸發器輸出端輸出電荷泵使能信號，與非門輸出端通過第二反向器連接所述中壓NMOS管柵極，所述第二或非門輸出啟動充電電路使能信號。
6.如權利要求1所述的原邊控制供電電路，其特徵在於，所述低壓比較器和/或次高壓比較器為遲滯比較器。
【文檔編號】H02M7/217GK103856084SQ201310621625
【公開日】2014年6月11日 申請日期:2013年11月30日 優先權日:2013年11月30日
【發明者】易坤, 陳雪松, 高繼, 趙方麟 申請人:成都岷創科技有限公司