無刷永磁電機的無傳感器控制的製作方法
2023-09-18 19:43:10
無刷永磁電機的無傳感器控制的製作方法
【專利摘要】一種控制無刷永磁電機的方法，該方法包括：產生第一信號，該第一信號具有與跨電機的繞組的電壓成比例的電壓；產生第二信號，該第二信號具有與所述繞組中的電流成比例的電壓。然後微分所述第二信號以產生第三信號；且將第三信號與第一信號的電壓比較。響應於該比較產生輸出信號，其中無論何時只要第三信號與第一信號的電壓相對應，則輸出信號具有邊緣。繞組在相對於輸出信號中的邊緣的時間處被變換電流方向。此外，還公開了實施該方法的控制系統和結合控制系統的電機系統。
【專利說明】無刷永磁電機的無傳感器控制
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及無刷永磁電機的無傳感器控制。
【背景技術】
[0002]為了在正確時刻變換無刷電機的相繞組的電流方向，了解轉子的位置是必要的。永磁電機往往包括霍爾效應傳感器，其輸出指示轉子位置的信號。雖然傳感器的部件成本相對便宜，但是將傳感器結合在電機內往往使電機的涉及和製造變複雜。另外，由傳感器輸出的信號往往易受電機內產生的電磁噪聲的影響。
[0003]已知用於間接確定轉子位置的無傳感器方案。對於永磁電機，相繞組中感應出的反電動勢的極性轉換可被用於確定轉子位置。對於多相電機，轉子位置可通過感測非激勵相繞組中感應出的反電動勢來確定。對於單相電機，缺少另外的相繞組使得該類型的控制不可行。然而，轉子的位置可通過在電周期中期望反電動勢的極性轉換的點處停止激勵。不幸的是，停止激勵具有降低可能被驅入到電機中的電功率的缺點。
【發明內容】
[0004]在第一方面，本發明提供了一種控制無刷永磁電機的方法，該方法包括:產生第一信號，該第一信號具有與跨電機的繞組的電壓成比例的電壓；產生第二信號，該第二信號具有與所述繞組中的電流成比例的電壓；微分所述第二信號以產生第三信號；將第三信號與第一信號的電壓比較；響應於該比較產生輸出信號，其中當第三信號與第一信號的電壓相對應時在輸出信號中產生邊緣；以及在相對於輸出信號中的邊緣的時間處變換繞組中的電流方向。
[0005]永磁電機的轉子在繞組中感生反電動勢。感生出的反電動勢的幅值取決於轉子的角度位置等。第二方案利用電壓方程Vph = iphRph+Lphdiph/dt+Eph，其中Vph為跨繞組的電壓，iph為繞組中的電流，Rph為繞組的電阻，Lph為繞組的電感，並且Eph為繞組中由轉子感應出的反電動勢。對於具有相對小的iphRph項的電機，該電壓方程被簡化為Vph = Lphdiph/dt+Eph。第一信號的電壓與Vph成比例，且第三信號的電壓與1^(1^/肚成比例。由此，當反電動勢具有給定值(其取決於如何調節兩個信號)時，邊緣在輸出信號中產生。由於反電動勢的幅值取決於轉子的角度位置，在轉子處於預定位置處時輸出信號中產生邊緣。因此，轉子的位置可被確定而不需要霍爾傳感器。
[0006]無論跨繞組的電壓為何，該電壓方程都保持成立。因此，轉子的位置可在繞組激勵過程中確定。因此可使用單個繞組驅動電機和確定轉子的位置。而且，該方法不要求相激勵被停止以確定轉子位置。因此，與現有的用於單相電機的無傳感器控制的方法相比較，在每個電半周期上更多的電功率可被驅入電機中。
[0007]當轉子處於對準或未對準位置處時，反電動勢中的過零點發生。在反電動勢中的過零點處，電壓方程進一步簡化為Vph = Lphdiph/dt。第一和第三信號的第一和第三電壓可由此響應於反電動勢的每個過零而相對應。因此，無論何時當轉子處於對準位置處時，邊緣在輸出信號中產生。
[0008]在變化繞組的電流方向時，通過繞組的電流方向被反向。然而，由於繞組的電感，往往具有一短時段，在該短時段中電流沿相同方向繼續流動。取決於電流如何被感測，電流可以呈現為響應於變換電流方向而經歷極性的突然改變。結果，在第三信號的電壓中產生尖峰。由此可能的是，第一信號和第三信號的電壓可響應於變換繞組的電流方向而相對應。因此,本方法可包括忽略響應於變換繞組的電流方向的邊緣。
[0009]方法可包括激勵和續流繞組。可能不能在續流期間感測繞組中的電流。結果，在第二信號中的電壓將變得無效，即電壓不再與繞組中的電流幅度成比例。這進而可導致輸出信號中的偽邊緣。因此，方法可包括在相對於激勵期間產生的邊緣的時間處變換繞組的電流方向，且忽略在續流期間產生的邊緣。這於是防止繞組由於輸出信號中的偽邊緣而在不正確的時間變換電流方向。
[0010]可能的是，在激勵和續流兩者期間都測量跨繞組的電壓和繞組中的電流。也就是說，方法可包括在激勵和續流兩者期間都產生第一和第二信號。該方法於是可包括在相對於激勵或續流期間產生的邊緣的時間處變換繞組的電流方向。這於是具有益處在於轉子位置可在激勵或續流期間確定。結果，提前、同步或延遲變換電流方向可以被使用。
[0011]該方法可包括利用激勵電壓激勵繞組，且產生所述第一信號包括產生具有與激勵電壓成比例的電壓的信號。結果，第一信號的電壓僅在激勵期間與跨繞組的電壓成比例，即轉子位置僅在激勵期間可被確定。無論如何，這提供了用於獲得跨繞組電壓測量的相對簡單的方法。特別地，單個分壓器可以被使用以產生第一信號。
[0012]在第二方面，本發明還提供一種用於無刷永磁電機的控制系統，該控制系統執行前面段落中的任一段所述的方法。
[0013]在第三方面，本發明提供了一種用於無刷永磁電機的控制系統，該控制系統包括:第一傳感器，產生第一信號，該第一信號具有與跨電機的繞組的電壓成比例的電壓；第二傳感器，產生第二信號，該第二信號具有與所述繞組中的電流成比例的電壓；微分器，將第二信號微分並由此產生第三信號；比較器，比較第三信號和第一信號的電壓，且由此產生輸出信號，其中當第三信號與第一信號的電壓相對應時在輸出信號中產生邊緣；以及控制器，產生一個或多個控制信號，用於在相對於輸出信號的邊緣的時間處變換繞組的電流方向。
[0014]如上所述，用於繞組的電壓方程可以表示為Vph = Lphdiph/dt+Eph。第一信號的電壓與Vph成比例，且第三信號的電壓與1^(1^/肚成比例。由此，當反電動勢具有給定值(其取決於如何調節兩個信號)時，邊緣在輸出信號中產生。由於反電動勢的幅值取決於轉子的角度位置，在轉子處於預定位置處時輸出信號中產生邊緣。因此，轉子的位置可被確定而不需要霍爾傳感器。
[0015]響應於繞組中感生的反電動勢的過零，第三信號和第一信號的電壓相對應。因此，無論何時當轉子處於對準位置處時，邊緣在輸出信號中產生。
[0016]第一傳感器和第二傳感器可以產生具有適當調節的電壓的信號，使得在反電動勢的過零點處第一和第三信號的電壓相對應。替代地，第一信號、第二信號和第三信號的至少一個的調節可以是需要的，以確保第一和第三信號的電壓相對應。因此，空氣系統可包括電壓調節器，其調節第一信號、第二信號和第三信號的至少一個，以使得響應於繞組中感生的反電動勢的過零點，第一和第三信號的電壓相對應。電壓調節器可以採用，例如放大器或衰減器的形式。
[0017]如上所述，第一信號和第三信號的電壓會響應於變換繞組的電流方向而相對應。因此，控制器可忽略響應於變換繞組的電流方向產生的邊緣。
[0018]控制器可以產生用於激勵和續流繞組的控制信號。在續流期間，可能第二傳感器不能感測到繞組中的電流。因此，控制器可產生控制信號，用於響應於激勵期間產生的邊緣變換繞組的電流方向，且忽略在續流期間產生的邊緣。這於是防止繞組由於輸出信號中的偽邊緣而在不正確的時間變換電流方向。
[0019]控制器可以包括逆變器，繞組連接到該逆變器。第一傳感器於是可包括跨逆變器定位的單個分壓器。結果，第一信號的電壓僅在激勵期間與跨繞組的電壓成比例，即轉子位置僅在激勵期間可被確定。無論如何，單個分壓器提供了用於獲得跨繞組電壓測量的相對簡單且成本有效的裝置。替代地，第一傳感器可包括定位在繞組的相對側上的一對分壓器，且第二傳感器包括定位在逆變器的相對分支上的一對感測電阻器、電流變換器和電流互感器中的一種。結果跨繞組的電壓和繞組中的電流可以在激勵和續流兩者期間被感測。這於是具有益處在於可以在激勵和續流兩者期間確定轉子位置。結果，提前、同步或延遲變換電流方向可以被使用。
[0020]在第四方面，本發明還提供一種電機系統，包括無刷永磁電機和根據前述段落的控制系統。
[0021 ] 該電機可包括單相繞組。這於是具有簡化驅動電機所需的控制系統的優點。控制系統能夠在激勵和續流期間感測轉子位置。因而，單相電機的無傳感器控制可在不損害電功率的情況下獲得。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0022]為了使本發明可能更容易理解，現在將通過示例參照附圖描述本發明的實施例，附圖中:
[0023]圖1是根據本發明的電機系統的框圖；
[0024]圖2是電機系統的示意圖；
[0025]圖3詳細說明了逆變器響應於由電機系統的控制器發出的控制信號的允許狀態；
[0026]圖4示出在加速模式中以相對低速操作時的電機系統的各種波形；
[0027]圖5示出在加速模式中以相對高速操作時的電機系統的各種波形；
[0028]圖6是電機系統的反電動勢傳感器的示意圖；
[0029]圖7示出在穩定狀態模式中操作時的電機系統的各種波形；
[0030]圖8是電機系統的替代的反電動勢傳感器的示意圖；
[0031]圖9是根據本發明的替代的電機系統的示意圖；
[0032]圖10示出在穩定狀態模式中操作時的替代電機系統的各種波形；
[0033]圖11是根據本發明的再一替代的電機系統的示意圖；
[0034]圖12示出在穩定狀態模式中操作時的再一替代電機系統的各種波形；和
[0035]圖13示出在加速模式中以相對低速操作時的根據本發明的又一電機系統的各種波形。
【具體實施方式】
[0036]圖1和2的電機系統I由DC電源2供電，並且包括無刷電機3和控制系統4。
[0037]電機3包括四極永磁轉子5，其相對於四極定子6旋轉。導線圍繞定子6纏繞，並且聯接在一起(例如串聯或並聯)以形成單相繞組7。
[0038]控制系統4包括DC鏈濾波器8、逆變器9、門驅動器模塊10、電流傳感器11、反電動勢傳感器12和控制器13。
[0039]DC鏈濾波器8包括電容Cl，電容Cl平滑由於逆變器9切換造成的相對高頻波動。
[0040]逆變器9包括將DC鏈電壓聯接到相繞組7的四個功率開關Q1-Q4的全橋。開關Q1-Q4中的每一個包括續流二極體。
[0041]門驅動器模塊10響應於從控制器13接收的控制信號驅動開關Q1-Q4的斷開和閉八口 ο
[0042]電流傳感器11包括位於逆變器9的負匯流條上的感測電阻器R1。跨電流傳感器11的電壓提供連接到電源2時相繞組7中的電流的測量值。跨電流傳感器11的電壓作為電流感測信號I_SENSE輸出到反電動勢傳感器12和控制器13。
[0043]反電動勢傳感器12產生輸出到控制器13的數位訊號BEMF。反電動勢傳感器12的更詳細描述在標題為穩定狀態模式的部分中提供。
[0044]控制器13包括微控制器，微控制器具有處理器、存儲裝置和多個外設(例如ADC、比較器、計時器等)。存儲裝置存儲由處理器執行的指令以及由處理器使用的控制參數(例如電流限值、上升時間閾值、速度閾值、續流時段、提前時段、傳導時段等)。控制器13負責控制電機系統I的操作並且產生三種控制信號:DIR1，DIR2和FW#。控制信號被輸出到門驅動器模塊10，門驅動器模塊10作為回應驅動逆變器9的開關Q1-Q4的斷開和閉合。
[0045]DIRl和DIR2控制通過逆變器9的電流的方向，因而控制通過相繞組7的電流的方向。當DIRl被拉到邏輯高電平，並且DIR2被拉到邏輯低電平時，門驅動器模塊10閉合開關Ql和Q4，並且斷開開關Q2和Q3，因而使電流被從左到右驅動經過相繞組7。相反地，當DIR2被拉到邏輯高電平，並且DIRl被拉到邏輯低電平時，門驅動器模塊10閉合開關Q2和Q3，並且斷開開關Ql和Q4，因而使電流被從右到左驅動經過相繞組7。相繞組7中的電流因此通過將DIRl和DIR2顛倒來變換電流方向。如果DIRl和DIR2都被拉到邏輯低電平，則門驅動模塊10斷開所有開關Q1-Q4。
[0046]FW被用於將相繞組7從DC鏈電壓斷開，並且允許相繞組7中的電流繞逆變器9的低壓側迴路續流。因此，響應於被拉到邏輯低水平的FW信號，門驅動器模塊10使高壓側開關Q1，Q3斷開。
[0047]每一個開關Q1-Q4僅沿單向導通。因此，電流通過低壓側開關Q2，Q4中的一個以及通過低壓側開關Q2，Q4中的另一個的續流二極體續流。一些類型的功率開關(例如M0SEFET)能夠沿兩個方向導通。因此，不是通過續流二極體續流，而是兩個低壓側開關Q2，Q4可閉合，以使得電流通過兩個低壓側開關Q2，Q4續流，即除了斷開兩個高壓側開關Ql，Q3之外，兩個低壓側開關Q2，Q4響應於邏輯低水平的FW#信號閉合。
[0048]圖3總結了開關Q1-Q4響應於控制器13的控制信號的允許狀態。後文中，術語「設置」和「清除」將被用於指示信號已經被分別邏輯拉到高和低水平。
[0049]過大的電流可能損壞控制系統4的部件(例如功率開關Q1-Q4)和/或使轉子5退磁。控制器13因此在相繞組7的激勵過程中監測電流感測信號，I_SENSE。在相繞組7中的電流超過電流限值的情況下，控制器13通過清除FW使相繞組7續流。續流持續續流時段，在該時間過程中，相繞組7中的電流下降到低於電流限值的水平。在續流時段結束時，控制器13再次通過設置FW#激勵相繞組7。結果，相繞組7中的電流在電流限值處被斬波。
[0050]控制器13根據轉子5的速度以三種模式中的一種操作。當轉子5靜止時，控制器13以啟動模式操作，該啟動模式僅用於沿正轉方向啟動轉子5運動。一旦轉子5正轉運動，則控制器13切換到加速模式。控制器13以加速模式操作，直到轉子5的速度超過速度閾值，這之後，控制器13切換到穩定狀態模式。在每一種操作模式中，控制器13採用不同的方案來控制電機3，而不需要專用的轉子傳感器。
[0051]啟動模式
[0052]控制器13在轉子5以啟動模式操作時不試圖確定轉子5的位置。相反，控制器13以預定順序激勵相繞組7，該預定順序確保轉子沿正轉方向驅動而與轉子5停止的位置無關。
[0053]控制器13通過沿特定方向激勵相繞組7預定時間段而開始。方向的選定不重要。因此，例如，控制器13可設置DIRl和清除DIR2，以從左到右激勵相繞組7。
[0054]定子6和轉子5的極之間的氣隙是不對稱的。結果，轉子5停止在轉子極相對於定子極略微錯開的位置中。轉子5停止在相對於施加的定子場的兩個位置之一中。在第一位置中，轉子5大致與施加的定子場對準。在第二位置中，轉子5大致與施加的定子場不對準。當停止在第一位置中時，轉子5響應於相繞組7的激勵反轉旋轉。轉子5旋轉經過相對小的角度，直到轉子5採取完全對準位置。當停止在第二位置中時，轉子5響應於相繞組7的激勵正轉旋轉。轉子5旋轉經過較大的角度，直到轉子5再次處於完全對準位置中。因此，與轉子5所停止的位置無關，相繞組7的激勵使轉子5運動到對準位置。相繞組7被激勵的預定時段確保轉子5從任一停止位置運動到對準位置。
[0055]在激勵相繞組7預定時段之後，控制器13通過清除DIRl和DIR2將相繞組7關斷。通過停止相激勵，轉子5正轉旋轉經過小角度，以使轉子5採取第一停止位置。相激勵停止足以確保轉子5已經靜止在第一停止位置處的時段。控制器13然後沿與之前採用的相反方向激勵相繞組7。因此，例如，控制器13可設置DIR2和清除DIR1，以從右到左激勵相繞組7。這然後使轉子5被正轉驅動。在該階段，控制器13切換到加速模式。
[0056]加速模式
[0057]當以加速模式操作時，控制器13採用第一無傳感器方案以確定轉子5的位置。
[0058]在進入加速模式時，控制器13已經激勵相繞組7。如上面所說明的，控制器13採用其中相繞組7在無論何時只要相繞組7中的電流超過電流限值則被續流的電流控制方案。控制器13將相繞組7續流預定續流時段。在續流時段結束時，控制器13再次激勵相繞組7。控制器13因此在每一個電半周期上相繼地激勵和續流相繞組7。
[0059]在相繞組7中感應的反電動勢影響相繞組7中的電流在激勵過程中升高的速率和在續流過程中下降的速率。特別地，當反電動勢增大時，相繞組7中的電流以較低的速率升高，並且以較快的速率下降。因此，當轉子5旋轉時，相電流在每一個續流時段過程中下降到不同的水平。相電流因此在每一個激勵時段過程中從不同的水平開始，並且以不同的速率升高。 申請人:已經發現，在每一個激勵時段過程中，相電流升高到電流限值所花的時間取決於轉子5的角位置。而且，當轉子5接近對準位置時，電流上升時段減小。該發現由控制器13充分利用以確定轉子5的位置。
[0060]在每一個續流時段結束時，控制器13啟動計時器。當相電流隨後超過電流限值時，控制器13停止計時器。控制器13然後比較由計時器存儲的電流上升時段和預定的上升時間閾值。如果電流上升時段小於上升時間閾值，則控制器13確定轉子5處於對準位置。
[0061]當以加速模式操作時，控制器13以與每一個確定的對準位置同步地變換相繞組7的電流方向。因此，響應於確定轉子5處於對準位置，控制器13立即變換相繞組7的電流方向(即通過將DIRl和DIR2顛倒，並且設置FW#)。但是，如果需要，控制器13可替代地在確定的對準位置之前或之後變換相繞組7的電流方向。用於在相對於預定對準位置不同的時間處變換相繞組7的電流方向的方案在下面描述於標題為穩定狀態模式的部分中。
[0062]控制器13通過每一次電流斬波估計轉子5的位置。因此，電流斬波的頻率限定轉子5的對準位置被確定的解析度。在相對低的轉子速度下，每一個電半周期的長度相對長，並且反電動勢的幅值相對小。結果，控制器13通常在每一個電半周期上將相電流斬波很多次，並且因而轉子5的對準位置可以相對好的準確度被確定。當轉子5的速度增大時，每一個電半周期的長度減小，並且反電動勢的幅值增大。控制器13因此以較小頻率將相電流斬波，並且因而由控制器13確定的對準位置中的誤差量增大。例如，圖4示出以相對低轉子速度操作時一個電半周期上的相電流、功率開關Ql的開/關信號和反電動勢的波形。圖5則示出以相對高轉子速度操作的相同的波形。可看出，確定的對準位置中的誤差(即實際對準位置和由控制器13確定的對準位置之間的差)在較高速度下更大。
[0063]由於前段中指出的性能，因此選定用於上升時間閾值的數值影響確定的對準位置的準確度。例如，如果上升時間閾值設置得太高，則控制器13可能在較早的點處確定轉子5的對準位置，特別地，當以較低速度操作時。相反地，如果上升時間閾值設置得太低，則控制器13可能在較晚的點處確定轉子5的對準位置，特別地，當以較高速度操作時。由於相繞組7在相對於確定的對準位置的時間處變換電流方向，因此確定的對準位置的準確度影響電機系統I的功率和/或效率。
[0064]為了提高確定的對準位置的準確度，控制器13可採用隨轉子速度變化的上升時間閾值。特別地，控制器13可採用在轉子速度增大的情況下增大的上升時間閾值。因此，在較低速度下，其中電流斬波頻率相對高，可使用較低的上升時間閾值。相反地，在較高速度下，其中電流斬波頻率相對低，可能使用較高的上升時間閾值。結果，對準位置可在一轉子速度範圍內以提高的準確度確定。
[0065]確定的對準位置的準確度還可通過減小續流時段而提高。當續流時段減小時，電流斬波的頻率增大，並且因而對準位置可以提高的準確度確定。最小的容許續流時段可由硬體的速度(例如控制器13的速度和功率開關Q1-Q4的最大切換頻率)以及電機3的特性(例如相繞組7電阻和電感以及反電動勢的形狀和大小)規定。
[0066]不採用固定續流時段，可期望響應於轉子速度改變續流時段。例如，在較低的速度下可採用較長的續流時段，以最小化切換損耗，並且在較高的速度下可能採用較短的續流時段，以增大電流斬波頻率，並且因而提高對準位置的準確度。
[0067]加速模式中花費的時間可能相對短，並且因此當以加速模式操作時，電機系統I的功率和/或效率可能不重要。因此，儘管當採用上升時間閾值和/或續流時段的依賴速度的數值時出現這樣的優點，然而仍可能採用固定數值。實際上，採用固定數值的上升時間閾值和/或續流時段具有簡化控制方案的優點。
[0068]控制器13通過測量兩個連續的對準位置(如由控制器13確定的)之間的間隔確定轉子5的速度。如上面所述，存在於每一個由控制器13確定的對準位置相關的誤差量。因此，為了獲得轉子速度的更準確的測量值，控制器13可測量多個確定的對準位置的平均間隔。例如，控制器13可通過平均四個連續對準位置上的間隔確定轉子速度。
[0069]緊接著控制器13已經確定轉子5處於對準位置之後，轉子5的位置可能仍處於或接近對準位置。因此，如果控制器13將要繼續測量和比較電流上升時段，則對於實際上相同的對準位置可能確定另一個對準位置。在較低的轉子速度下尤其如此，其中反電動勢的幅值相對小，因而相電流在激勵過程中升高的速率相對快。控制器13因此在確定轉子5處於對準位置處之後在預定時段內停止測量電流上升時段。該時段將在後文中被稱為停止時段。該停止時段具有確保轉子5在停止時段結束時不再處於或接近對準位置的長度。例如，停止時段可設置，以使得在加速模式內的全部速度範圍上，轉子5在停止時段過程中旋轉經過至少70電角度。
[0070]當轉子5的速度增大時，每一個電半周期的長度減小。因此，固定停止時段可能不適用，特別地當速度範圍相對大時。例如，在以加速模式操作時，速度範圍可以為1000到50000rpm。在100rpm下，四極電機的電半周期周期是15ms。5.8ms的停止時段將因此對應於約70度的電角度。在50000rpm下，電半周期周期是0.3ms。5.8ms的停止時段因此明顯不適用於該速度。因此，控制器13可採用隨轉子速度改變的停止時段。特別地，控制器13可採用在增大的轉子速度情況下減小的停止時段。
[0071]在上面所述的方案中，電流上升時段開始於續流時段結束處。結果，單個計時器可用於電流上升時段和續流時段二者。然而，由於續流時段是預定的，因此電流上升時段可能替代地在續流時段開始時開始。因此，在更一般的意義上，電流上升時段可被認為是續流開始或結束和繞組中的電流超過電流限值的時間點之間的間隔。
[0072]當轉子速度增大時，每一個電半周期的時段減小，並且因而與相電感相關的時間常數(L/R)逐漸變得重要。另外，在相繞組7中感應的反電動勢增大，這進而影響相繞組7中電流升高的速率。因此將電流驅動到相繞組7中逐漸變得困難。在相對高的轉子速度下，控制器13在每一個電半周期過程中可能僅將相電流斬波一次或兩次。結果，由控制器13確定的對準位置中的誤差量可能相對大。誤差量可能不利地影響電機系統I的功率和/或效率。而且，誤差可能阻止電機3的進一步加速。因此，當轉子5的速度超過速度閾值時，控制器13從加速模式切換到穩定狀態模式。
[0073]穩定狀態模式
[0074]當以穩定狀態模式操作時，控制器13採用第二無傳感器方案以確定轉子5的位置。
[0075]第二無傳感器方案利用反電動勢傳感器12。如現在將說明的，反電動勢傳感器12輸出數位訊號，該數位訊號的一些邊緣對應於轉子5的對準位置。
[0076]在沒有任何顯著的飽和或凸極性(saliency)的情況下，用於相繞組7的電壓方程可表達如下:
[0077]Vph = iphRph+Lph.diph/dt+Eph
[0078]其中Vph是跨相繞組7的電源，iph是相繞組7中的電流，Rph是相繞組7的電阻，Lph是相繞組7的電感，並且Eph是相繞組7中由轉子5感應出的反電動勢。
[0079]當轉子5處於對準位置時，相繞組7中感應出的反電動勢為零。在反電動勢中的每一個過零點處，電壓方程變為:
[0080]Vph = iphRph+Lph.diph/dt
[0081]由於下面提出的原因，^『項在反電動勢中過零點附近可忽略。因此，對於轉子5的每一個對準位置，電壓方程簡化為:
[0082]Vph = Lph.diph/dt
[0083]反電動勢傳感器12利用該方程產生輸出信號,該輸出信號具有對應於轉子5的對準位置的邊緣。
[0084]如圖6中所示，反電動勢傳感器12包括電壓傳感器5、放大器16、微分器17、低通濾波器18和比較器19。
[0085]電壓傳感器15包括分壓器R3，R4，其輸出具有與DC鏈電壓Vdc成比例的電壓的第一信號。當相繞組7被激勵時，跨相繞組的電壓Vph對應於DC鏈電壓，Vdc減去跨功率開關Q1-Q4的電壓降。因此，由電壓傳感器15輸出的第一信號具有與激勵過程中跨相繞組的電壓Vph成比例的電壓。
[0086]放大器16對由電流傳感器11輸出的I_SENSE信號進行操作。微分器17然後對放大器16的信號輸出進行操作，並且低通濾波器18對由微分器17輸出的信號進行操作。電流傳感器11可被認為輸出具有與相繞組7中的電流成比例的電壓的第二信號。微分器17然後將第二信號微分，並且作為回應產生具有與相繞組中的電流變化速率diph/dt成比例的電壓的第三信號。相繞組7的電感假設是恆定的(這在電機3具有很小的或沒有凸極性，並且飽和效應微小時有效)，並且因而第三信號的電壓與Lph.diph/dt成比例。
[0087]僅採用低通濾波器18來抑制可能已經由微分器17引入到第三信號中的任何噪聲。如果噪聲沒有被視為是問題，則濾波器18可被忽略。圖6中，低通濾波器18和微分器17顯示為兩個不同的部件。替代地，低通濾波器18可被實施為微分器17的部分，因而避免需要另外的運算放大器。
[0088]放大器16確保第一信號和第三信號的電壓適當地調節，以使兩個信號的電壓在相繞組7中感應出的反電動勢為零時相對應，即當Vph = Lph.diph/dt時電壓相對應。可預想地，電流傳感器11的感測電阻器Rl和電壓傳感器15的分壓器R3，R4可配置為使得第一信號和第二信號的電壓已經適當地調節，由此避免對放大器16的需要。替代地，不是放大器16對第二信號操作，而是電壓調節器(例如放大器或衰減器)可被用於調節第一信號、第二信號和第三信號中的一個或多個，以使第一信號和第三信號的電壓在反電動勢為零時相對應。
[0089]比較器19比較第一和第三信號的電壓，並且響應於所述比較產生數字輸出信號。當第一信號的電壓大於第二信號的電壓時(即當Vph>Lph.diph/dt)，輸出信號為邏輯高電平(或替代地為邏輯低電平)，並且當第一信號的電壓低於第二信號的電壓時(即當Vph〈Lph.diph/dt時)，為邏輯低電平。因此在兩個信號的電壓相對應的任何時候，即Vph = Lph.diph/dt的任何時候，在輸出信號中產生邊緣。當相繞組7中感應出的反電動勢為零時，該條件被滿足。因此，當轉子5處於對準位置處時，邊緣在輸出信號中產生。但是，如現在將說明的，不對應於轉子5的對準位置的其他邊緣產生在輸出信號中，並且因此必須被忽略。
[0090]當以加速模式操作時，控制器13隨後在每一個電半周期的完整長度上激勵並且續流相繞組7。相反，當以穩定狀態模式操作時，控制器13隨後在跨越僅每一個電半周期的一部分的傳導時段上激勵並且續流相繞組7。在傳導時段結束時，控制器13通過清除爾續流相繞組7。然後續流無限制地持續，直到控制器13變換相繞組7的方向這樣的時間時。在反電動勢下降區域內，對於指定的相電流獲得較小的扭矩。因此，通過在該區域內續流相繞組7，可實現更有效的電機系統。另外，當反電動勢下降時，相電流可陡升到不期望的水平。通過在反電動勢的下降區域中續流相繞組7，該電流尖峰可被避免。
[0091]當以穩定狀態模式操作時，控制器13在轉子5的每一個對準位置之前變換相繞組7的電流方向；該原因說明如下。如上段說明的，相繞組7在緊接著變換電流方向之前正在續流。在續流過程中，相電流繞逆變器9的低壓側環路循環，並且旁路電流傳感器11。因此，沒有電流經過電流傳感器11，並且因而第二信號的電壓為零。作為對照，流動經過相繞組7的電流非零，並且可能相當大。因此，在變換相繞組7的電流方向時，在經過電流傳感器11的電流的幅值中存在突然變化。另外，當變換相繞組7的電流時，經過電流傳感器11的電流的極性由於相繞組的電感而初始時為負。該電流然後陡升，並且快速變為正。因此，當變換相繞組7的電流方向時，由電流傳感器11輸出的第二信號的電壓從零突然地變為負值，然後陡升到正值。結果，由微分器17輸出的第三信號的電壓具有負尖峰(由於第二信號的電壓中的從零到負值的突然變化)，該負尖峰之後緊接著正尖峰(由於第二信號的電壓中的陡升)。由於第三信號的電壓中的正尖峰，邊緣產生在BEMF信號中。但是，該邊緣不對應於反電動勢中的過零點。相反，該邊緣為經過電流傳感器11的電流中的突然變化的偽像，這因為在續流過程中電流傳感器11不能感測相電流而出現。
[0092]如前段所說明的，相繞組7中的電流在變換電流方向時相對快速地升高。結果，第三信號的電壓相對高，並且超過第一信號的電壓。但是，當反電動勢下降時，與零相交，然後對抗DC鏈電壓，電流升高的速率減小，因而第三信號的電壓減小。在一些點處，第三信號的電壓對應於第一信號的電壓，並且又一邊緣產生在BEMF信號中。該邊緣則對應於反電動勢中的過零點。
[0093]因此，當變換相繞組7的電流方向時，第一邊緣由於經過電流傳感器11的電流中的突然變化在反電動勢中產生。該邊緣然後隨有由於反電動勢中的過零點而在BEMF信號中的第二邊緣。控制器13因此忽略了第一邊緣，並且響應於第二邊緣，確定轉子5處於對準位置處。
[0094]響應於檢測到第二邊緣，控制器13忽略BEMF信號，直到控制器13再次變換相繞組7的電流方向這樣的時刻。該原因如下。當處於加速模式中時，控制器13在無論何時只要相繞組7中的電流超過電流限值則將相繞組7續流預定續流時段。因此，在每一個傳導時段過程中，控制器13可將相電流斬波。如果發生電流斬波，則經過電流傳感器11的電流將在控制器13續流並且然後激勵相繞組7時突然變化。經過傳感器11的電流中的任何突然變化可能導致BEMF信號中的偽邊緣。另外，在任意續流時段過程中，相電流繞逆變器9的低壓側環路循環，並且旁路電流傳感器11。因此，由電流傳感器11輸出的第二信號的電壓為零，並且因而由微分器17輸出的第三信號無效。控制器13因此僅響應於變換相繞組7的電流方向而開始監測BEMF信號。控制器13然後忽略了 BEMF信號中的第一邊緣，並且響應於BEMF信號中的第二邊緣，確定轉子5處於對準位置處。之後，控制器13忽略BEMF信號，直到控制器13再次變換相繞組7的電流方向這樣的時刻。在本實施例中，第一邊緣為上升邊緣，第二邊緣為下降邊緣。控制器13因此監測BEMF信號，並且響應於下降邊緣，確定轉子5處於對準位置處。
[0095]為了試圖展示電機系統I的性能，圖7示出了一個電周期上的相電流、第二信號的電壓、第三信號的電壓和BEMF信號的可能的波形。在變換相繞組7的電流方向時，可看到第二信號的電壓從零突然地變為負值，然後陡升到正值。結果，第三信號的電壓具有負尖峰(對應於第二信號的電壓中的從零到負值的突然變化)，該負尖峰之後緊接著正尖峰(對應於第二信號的電壓中的陡升)。正尖峰的幅值為使得第三信號的電壓超過第一信號的電壓，並且因而上升邊緣在BEMF信號中產生。當第三信號的電壓下降時，第一信號和第三信號的電壓再次相對應，並且下降邊緣在BEMF信號中產生。
[0096]如上面所說明的，控制器13在轉子5的每一個對準位置之前變換相繞組7的電流方向。該原因如下。在激勵過程中，相電壓Vph與DC鏈電壓VD。成比例。在另一方面，在續流過程中，相電壓為零。因此，由電壓傳感器15輸出的信號的電壓與相電壓Vph僅在相繞組7被激勵時成比例。另外，電流傳感器11僅在激勵過程中提供相電流的測量值。反電動勢傳感器12因此能夠僅在相繞組7被激勵時確定轉子位置。控制器13因此在轉子5的每一個對準位置之前變換相繞組7的電流方向。這於是確保相繞組7在轉子5經過每一個對準位置時被激勵。
[0097]為了變換相繞組7的電流方向，控制器13響應於BEMF信號的每一個下降邊緣動作。響應於BEMF信號的下降邊緣，控制器13從電半周期的時段T_HC減去提前時段T_ADV來得到變換電流方向時段T_C0M:
[0098]T_C0M = T_HC - T_ADV
[0099]控制器13然後在下降邊緣之後的時刻T_C0M處變換相繞組7的電流方向。結果，控制器13在轉子5的下一個對準位置之前，提前提前時段1'_八0￥變換相繞組7的電流方向。電半周期的時段T_HC由BEMF信號的兩個連續的邊緣之間的間隔限定。
[0100]提前時段限定激勵的相位(即相繞組7被激勵所處於的相對於轉子5的對準位置的角度)，並且傳導時段限定激勵長度(即相繞組7被激勵所越過的角度)。控制器13可響應於轉子5的速度中的變化調節提前時段和/或傳導時段。例如，控制器13可調節提前時段和/或傳導時段，以使得在一轉子速度範圍內獲得相同的輸入或輸出功率。
[0101]在上面的討論中，注意到相電壓方程的電阻項iphRph在反電動勢中的過零點附近可忽略不計。這是因為以下若干原因。首先，與轉子位置無關，電阻項相對小。例如，在70攝氏度下相電阻可能為0.03 Ω，電源2的電壓可以是24V，並且電流限值可以是30A。因此，當相電流在30A最大值處時，iphRph項為0.9V。另一方面，相電壓為約24V。因此，與轉子位置無關，用於相繞組7的電壓方程由電感和反電動勢項決定。第二，當以穩定狀態操作時，控制器13在反電動勢的下降周期過程中續流相繞組。因此，相電流在反電動勢中的過零點之前已經衰減一定時段。第三，控制器13在反電動勢中的過零點之前變換相繞組7的電流方向。變換電流方向本質上涉及相電流中的過零點。由於相電流在變換電流方向之前通常非零，並且變換電流方向在反電動勢的過零點之前發生，因此相電流中的過零點將在反電動勢中的過零點處或附近發生。因此，電阻項在反電動勢中的過零點處可忽略不計。
[0102]在速度閾值處,加速模式中的電流斬波頻率可能相對低。結果，由控制器13確定的對準位置中的誤差量可能相對大。穩定狀態模式要求相繞組7在轉子對準位置之前被激勵。但是，如果確定的對準位置中的誤差相對大，則可能的是，變換電流方向可能發生在轉子對準位置處或之後。因此，在進入穩定狀態模式之前，可能需要或期望以提高的準確度建立轉子5的對準位置。因此，如圖8中所示，反電動勢傳感器12可能包括一對分壓器R5，R6和R7，R8，微分放大器20和過零檢測器21。分壓器R5，R6, R7, R8的輸出被供給到放大器20，放大器20輸出相電壓的測量值。放大器20的輸出被供給到過零檢測器21，過零檢測器21輸出具有對應於相電壓中的過零點的邊緣的數位訊號。在從加速模式轉變為穩定狀態模式時，控制器13斷開變換器9的所有開關Q1-Q4，並且監測由過零檢測器21輸出的信號。在所有開關斷開的情況下，相電流通過開關Q1-Q4的續流二極體衰減，直到沒有電流流動經過相繞組7。此時，跨相繞組7的電壓對應於在相繞組7中感應出的反電動勢。因此，由過零檢測器21輸出的信號的每一個邊緣對應於反電動勢中的過零點。控制器13因此得到轉子對準位置的更準確的測量值。在轉子對準位置已經被識別出之後(即在由過零檢測器21輸出的信號中的邊緣已經被感測到之後)，控制器13切換到穩定狀態模式，並且以上面所述的方式控制電機3。特別地，控制器13監測BEMF信號，並且響應於BEMF信號中的下降邊緣變換相繞組7的電流方向。
[0103]在上面所述的實施例中，反電動勢傳感器12僅在相激勵過程中能夠感測反電動勢的過零點。控制器13因此要求在反電動勢中的每一個過零點之前變換相繞組7的電流方向。這不被認為是問題，因為在穩定狀態模式中發生的相對高的速度下，通常要求提前變換電流方向，以在每一個電半周期上將足夠的電流，因而足夠的功率驅入相繞組7中。然而，可能存在期望相對於反電動勢的過零點同步或延遲變換電流方向的一些情況。
[0104]使用與上面所述相同的控制方案，提前、同步和延遲變換電流方向都可獲得。響應於BEMF信號中的下降邊緣，控制器13從電半周期的時段T_HC減去相時段T_PHASE來得到變換電流方向周期T_C0M:
[0105]T_C0M = T_HC - T_PHASE
[0106]控制器13然後在下降邊緣之後的時刻T_C0M處變換相繞組7的電流方向。結果，控制器13相對下一個轉子對準位置在相時段T_PHASE處變換相繞組7的電流方向。如果相時段為正，則變換電流方向在轉子對準位置之前發生(提前變換電流方向)。如果相時段為零，則變換電流方向在轉子對準位置處發生(同步變換電流方向)。並且如果相時段為負，則變換電流方向在轉子對準位置之後發生(延遲變換電流方向)。
[0107]如果採用同步或延遲變換電流方向，則轉子對準位置可能在相繞組7正在續流時發生。因此要求電流傳感器11和電壓傳感器15的替代設計，以在續流以及激勵過程中測量相電壓和相電流。
[0108]圖9示出替代實施例，其中電流傳感器11和電壓傳感器15是不同的。在所有其他方面中，控制系統4不改變。特別地，反電動勢傳感器12繼續包括放大器16、微分器17、低通濾波器18和比較器19。
[0109]電流傳感器11包括一對感測電阻器Rl和R2以及多路復用器25。每一個電阻器R1，R2位於逆變器9的下分支上，其中一個電阻器R2提供當被從左到右激勵時相電流的測量值，並且另一個電阻器Rl提供當被從右到左激勵時相電流的測量值。多路復用器25選擇由感測電阻器Rl，R2輸出的兩個信號中的一個。
[0110]電壓傳感器15包括一對分壓器R5，R6和R7，R8，一對微分放大器22，23，以及多路復用器24。分壓器R5，R6和R7，R8位於相繞組7的相對側，並且分壓器R5，R6，R7，R8的輸出被供給到兩個微分放大器22，23。由放大器22中的一個輸出的信號提供當被從左到右激勵時相電壓的測量值，並且由另一個放大器23輸出的信號提供當被從右到左激勵時相電壓的測量值。多路復用器24選擇由放大器22，23輸出的兩個信號中的一個。
[0111]由控制器13輸出的DIRl信號被用作用於兩個多路復用器24，25的選擇器輸入。因此，多路復用器24，25根據經過相繞組7的電流方向選擇放大器22，23中的一個以及感測電阻器Rl, R2中的一個。通過將分壓器R5，R6, R7, R8設置在相繞組7的相對側，並且將感測電阻器Rl，R2設置在逆變器9的相對分支上，相電壓和相電流可在續流以及激勵過程中被感測。
[0112]圖6的反電動勢傳感器12在續流過程中不能感測相電流和相電壓。結果，在續流過程中，在BEMF信號中產生偽邊緣。另一方面，圖9的反電動勢傳感器12在激勵和續流二者過程中能感測相電流和相電壓。結果，在續流過程中沒有產生偽邊緣。然而，上升邊緣在變換相繞組7電流方向時繼續在BEMF信號中產生。上升邊緣因為由於相繞組的電感導致經過所選擇的電阻Rl或R2的電流初始時為負而發生。結果，在第三信號的電壓中發生負尖峰以及隨後的正尖峰。控制器13因此在激勵和續流過程中監測BEMF信號，並且在相對於BEMF信號的下降邊緣的時刻處變換相繞組7的電流方向。
[0113]圖10示出採用圖9的裝置時，在一個電周期上相電流、第二信號的電壓、第三信號的電壓和BEMF信號的波形。
[0114]圖11示出又一替代實施例，其中電流傳感器11和電壓傳感器15再次改變。
[0115]電流傳感器11包括電流互感器26，其在激勵和續流二者過程中感測相電流。由電流互感器26輸出的信號的極性反映經過相繞組7的電流的方向。
[0116]電壓傳感器15包括一對位於相繞組7的相對側的分壓器R5，R6和R7，R8，其輸出被供給到單個微分放大器22。由放大器22輸出的信號提供相電壓的測量值，其中電壓的極性反映激勵的方向，即當相繞組7被從左到右激勵時相電壓為正，並且當被從右到左激勵時相電壓為負。
[0117]關於圖9中示出的實施例，電流傳感器11和電壓傳感器15在激勵和續流二者過程中感測相電流和相電壓。但是，與圖9的實施例形成對照，由電流傳感器11輸出的信號的電壓在相繞組7變換電流方向過程中不遭受突然變化。如現在將解釋的，這對於由反電動勢傳感器12輸出的BEMF信號具有重要的意義。
[0118]圖12示出採用圖11的裝置時，在一個電周期上相電流、第二信號的電壓、第三信號的電壓和BEMF信號的波形。可看到，由電流傳感器11輸出的第二信號的電壓與相電流的電壓成鏡像。與圖10中示出的波形形成對照，第二信號的電壓中在變換電流方向處沒有突然變化。因此，在第三信號的電壓中不存在負尖峰。從圖12看起來，第一和第三信號的電壓在續流和變換電流方向的點處對應。但是並非如此。相反，兩個信號的電壓一起上升和下降。因此，兩個信號的電壓不相對應，並且在BEMF信號中不產生邊緣。實際上，如從圖12證實的，僅在反電動勢中的過零點處，即當Vph = Lph.diph/dt時，在BEMF信號中產生邊緣。BEMF信號因此類似於由傳統的霍爾效應傳感器輸出的信號。
[0119]因而特定的實施例已經就測量相電壓和相電流進行了描述。應意識到，存在用於測量電壓和電流的其他裝置。僅作為示例，電流傳感器11可包括霍爾效應傳感器或其他電流換能器。
[0120]在上面所述的實施例中，反電動勢傳感器12與控制器13不同，並且實施在控制器13外部的硬體中。但是可設想的是，如果要求的硬體形成控制器13的外設的一部分，則反電動勢傳感器12的一個或多個部件(例如放大器16，微分器17，低通濾波器18和/或比較器19)可能形成控制器13的一體部分。
[0121]反電動勢傳感器12的低通濾波器18可在第三信號中引入相位延遲，這將進而導致BEMF信號中的相移。低通濾波器18因此配置為在儘可能小的相位延遲的情況下從第三信號充分去除噪聲。
[0122]兩種方案因而已經被描述用於感測轉子5的位置。在第一方案中(在加速模式中被採用)，相電流超過電流限值所花的時間被用於確定轉子5的位置。在第二方案中(在穩定狀態模式中被採用)，進行相電壓和相電流的變化速率的比較，以確定轉子5的位置。
[0123]第一方案具有可能在不需要任何附加硬體的情況下實施的優點。實際上，與採用霍爾效應傳感器的傳統的電機系統相比較，第一方案採用的部件至少少一個。當相電流超過電流限值時，相繞組7被續流續流時段。因此在續流過程中不需要感測相電流。結果，第一方案可被實施為使用單個感測電阻器來測量相電流。第一方案因此提供確定轉子位置的成本效益高的方法。
[0124]第一方案依靠電流斬波來確定轉子5的位置。而且，電流斬波的頻率確定轉子位置被確定的解析度以及因而確定準確度。因此，當電流斬波相對不頻繁時(例如在相對高速下)，確定的轉子位置的準確度可能相對差。第二方案具有不依靠電流斬波來確定轉子5的位置的優點。因此，轉子位置的確定可與轉子速度無關進行。確定的轉子位置的準確度部分地由電阻項，iphRph限定。幸好，電阻項通常較小，並且往往可以忽略。而且，即使電阻項可謂非常大，該相僅僅增大確定的對準位置中的誤差。然而仍可能確定轉子的對準位置。該第二方案的缺點在於要求附加的硬體來實施該方案，這自然增加電機系統I的成本。然而，部件成本的增加可能通過由於省略霍爾效應傳感器導致的組件成本的降低而被抵消。
[0125]實施第二方案的成本可通過採用用於電壓傳感器15的單個分壓器R3，R4以及用於電流傳感器11的單個感測電阻器Rl而被保持相對低，如圖6中所示。在採用單個分壓器R3，R4和單個感測電阻器Rl時，轉子5的位置僅可在相繞組7被激勵時被感測。這通過在轉子對準位置之前變換相繞組7的電流方向來獲得。在相對低速下，相電流相對快速地上升到電流限值。因此可能的是，反電動勢中的過零點可能發生在相繞組7正在續流時的時刻。因此，第二方案的該特定實施方式雖然成本效益高，但是在相對低速下可能不適用。但是，通過在較低速度下採用第一方案，並且在較高速度下採用第二方案，獲得用於在轉子速度的整個範圍內控制電機3的成本效益高的技術方案。
[0126]電源2可輸出隨時間變化的電壓。例如，電源2可能包括使用時放電的電池。替代地，電源2可能包括AC電源和提供整流電壓的整流器。取決於DC鏈濾波器8的電容，DC鏈電壓可能具有相對高的波動。替代地，DC鏈濾波器8可平滑地整流電壓，但是AC電源的RMS電壓可能隨時間漂移。相繞組7中電流上升的速率取決於相電壓的幅值。因此，當採用第一無傳感器方案時，電源2的電壓中的任何變化可能影響由控制器13確定的對準位置的點。例如，當電源2的電壓增大時，相電流上升的速率增大，並且因而電流上升時段的長度減小。如果採用相同的電流上升閾值，則電源2的電壓中的變化可能使對準位置確定在較早點處(如果電壓增大)或較晚點處(如果電壓減小)。因此，控制器13可響應於電源2的電壓中的變化調整上升時間閾值。特別地，控制器13可響應於相電壓中的增大而減小上升時間閾值，反之亦然。結果，可能在一電壓範圍上以提高的準確度確定對準位置。
[0127]除了調整上升時間閾值，控制器13還可能響應於電源2的電壓中的變化調整續流時段。例如，如果電源2的電壓減小，則相電流將在激勵過程中以較低的速率上升，並且因而電流斬波的頻率將減小。為了對此進行補償，可能採用較短的續流時段。更一般地，控制器13可能響應於轉子速度和/或供給電壓調整電流限值和/或續流時段，以使相電流波形具有更好的形狀，由此提高電機系統I的功率和/或效率。
[0128]控制器13還可採用速度閾值，該速度閾值取決於電源2的電壓。當採用第一無傳感器方案時，對準位置的準確度取決於電流斬波的頻率。當電源2的電壓減小時，相電流以較低的速率上升，並且因而電流斬波的頻率減小。在相對低速下，電流斬波的頻率相對高，並且因而電源2的電壓中的減小不會明顯地影響對準位置的準確度。但是，在相對高速下，其中電流斬波頻率相對低，則電源的電壓中的減小可能不利地影響對準位置的準確度。因此，對於較低電源電壓，可能在較低速下期望切換到第二無傳感器方案。當採用第二無傳感器方案時，或特別是圖6和7中示出的特定實施例，轉子5的位置可僅在相激勵過程中確定。控制器13因此在每一個對準位置之前變換相繞組7的電流方向，以確保相繞組7在轉子5經過對準位置時被激勵。但是，控制器13在相繞組7中的電流超過電流限值的任何時候將相繞組7續流。因此重要的是，相電流在轉子5到達對準位置之前不超過電流限值。速度閾值和提前時段因此被選定為使得對於標稱電源電壓，相電流不超過電流限值，直到在轉子5已經經過對準位置之後。但是，如果電源2的電壓將要增大，則相電流將以更快的速率上升，並且因而將在更早的時間點達到電流限值。可設想的是，相電流可能在轉子5已經到達對準位置之前超過電流限值。因此，對於較高的供給電壓，可能期望在較高速下切換到第二無傳感器方案，其中反電動勢的幅值將更高。兩個無傳感器方案因此都可從取決於電源電壓幅值的速度閾值獲益。因此，控制器13可採用速度閾值，該速度閾值取決於電源電壓的幅值。更特別地，控制器13可能採用用於較低電源電壓的較低的速度閾值。
[0129]上面所述的第一無傳感器方案使用電流上升時段來確定轉子5的位置。但是， 申請人:已經發現，在每一個續流時段結束時的相電流的幅值也可被用於確定轉子5的位置。如上面說明的，控制器13在相繞組7中的電流超過電流限值的任何時候將相繞組7續流。控制器13將相繞組7續流預定續流時間，在該時間過程中，相繞組7中的電流衰減。在每一個續流時段過程中，在相繞組7中感應出的反電動勢與相繞組7中的電流方向相反的方向動作。相電流衰減的速率因此取決於反電動勢的幅值。因此，在每一個續流時段結束時相電流的幅值取決於相繞組7中的反電動勢的幅值。相繞組7中感應出的反電動勢的幅值取決於轉子5的角度位置等。因此，在每一個續流時段結束時的相電流的幅值可被用於確定轉子5的位置。
[0130]反電動勢的波形通常為正弦波(如圖4和5中所示)或梯形波，反電動勢中的過零點發生在轉子5的對準位置處。因此，當轉子5接近對準位置時，反電動勢的幅值減小，並且因而在每一個續流時段結束時相電流的幅值增大。該性能然後可由控制器13利用以確定轉子5的位置。特別地，控制器13可測量每一個續流時段結束時相電流的幅值，並且將該值與電流閾值相比較。當相電流超過電流閾值時，則控制器13確定轉子5處於對準位置。
[0131]圖13示出當採用實施第一無傳感器方案的該替代方法時，在一個電半周期上相電流、功率開關Ql的開/關信號和反電動勢的波形。這些波形對應於圖4的波形，不同的是，轉子5的位置使用每一個續流時段(而不是電流上升時段)結束時相電流的幅值確定。
[0132]當電流上升時段被用於確定轉子位置時，選定用於電流上升閾值的數值影響由控制器13確定的對準位置的準確度。同樣，當續流時段結束時的相電流的幅值被用於確定轉子位置時，選定用於電流閾值的數值影響確定的對準位置的準確度。特別地，如果電流閾值設置得太低，則控制器13可能在較早的點處確定轉子5的對準位置。相反地，如果電流閾值設置得太高，則控制器13可能在較晚的點處確定轉子5的對準位置。
[0133]當轉子速度增大時，電流斬波頻率減小。另外，在每一個續流時段過程中，反電動勢的幅值增大，並且因而相電流以較快的速率衰減。因此，當轉子5在對準位置處或附近時，在續流時段結束處的相電流的幅值可能在較高轉子速度下較低。這可例如在圖4和5中看到，其中轉子速度分別較低和較高。如果不管轉子速度而採用相同的電流閾值，則當以較低的轉子速度操作時，控制器13將更可能在較早的點處確定轉子5處於對準位置，並且當以較高的轉子速度操作時，控制器13將更可能在較晚的點處確定轉子5處於對準位置。因此，為了提高確定的對準位置的準確度，控制器13可採用隨轉子速度變化的電流閾值。特別地，控制器13可能採用在增大的轉子速度情況下減小的電流閾值。因此，在較低速度下，在電流斬波頻率相對高的情況下，可使用較高的電流閾值。相反地，在較高速度下，在電流斬波頻率相對低的情況下，可使用較低的電流閾值。結果，對準位置可在一轉子速度範圍內以提高的準確度確定。
[0134]兩種不同的方法因此可用於實施第一無傳感器方案。在第一種方法中，電流上升時段被用於確定轉子的位置。在第二種方法中，在續流時段結束時的相電流的幅值被用於確定轉子的位置。因此，在更一般的意義中，第一無傳感器方案可能被認為包括相繼地激勵和續流相繞組。該繞組被響應於繞組中的電流超過電流限值而續流預定續流時段。然後測量對應於續流時段結束時電流上升時段或相電流的幅值的參數。該測量參數然後與閾值相比較，並且當測量的參數小於閾值時(例如當電流上升時段小於上升時間閾值時)或大於閾值時(例如當相電流的幅值大於電流閾值時)，轉子被確定處於對準位置處。
[0135]該第一無傳感器方案利用當轉子5接近對準位置時，電流上升時段減小，並且相電流的幅值在續流時段結束處增大這一發現。 申請人:還發現當轉子5在未對準和對準位置之間的中點處或附近時，電流上升時段在最大值，並且在續流時段結束處相電流的幅值處於最小值。因此，不是在電流上升時段小於上升時間閾值時或在續流時段結束時的相電流大於電流閾值時確定轉子5處於對準位置，控制器13可能替代地在電流上升時段大於上升時間閾值時或當在續流時段結束處的相電流小於電流閾值時確定轉子5處於中點位置。因此，在更一般的意義中，控制器13可能被認為當測量的參數小於或大於閾值時確定轉子5處於預定位置處。
[0136]通過適當地選擇上升時間閾值或電流閾值，可通過控制器13確定用於轉子5的任意預定位置。例如，當電流上升時段小於上升時間閾值時，我們認為控制器13確定轉子5處於特定位置處。通過增大上升時間閾值，轉子位置將被確定在較早點處。相反地，通過減小上升時間閾值，轉子位置將被確定在較晚點處。上升時間閾值或電流閾值的數值可能因此被限定為使得比較操作(即測量的參數小於或大於閾值)對於轉子5的特定預定位置被滿足。而且，該閾值的數值可被限定，以便於控制用於相繞組7的變換電流方向點。例如，我們認為控制器13在確定電流上升時段小於上升時間閾值時立即變換相繞組7的電流方向。而且，我們認為上升時間閾值的數值在初始時被限定為使得在轉子5處於對準位置處時電流上升時段小於上升時間閾值。通過增大上升時間閾值的數值，電流上升時段在較早點處將小於上升時間閾值，並且因而控制器13將在對準位置之前變換相繞組7的電流方向，SP提前變換電流方向。相反地，通過減小上升時間閾值的數值，電流上升時段將在較晚點處小於上升時間閾值，並且因而控制器13將在對準位置之後變換相繞組7的電流方向，即延遲變換電流方向。因此，提前、同步或延遲變換電流方向可通過上升時間閾值或電流閾值的適當選擇獲得。這於是具有變換電流方向點可在不需要計算變換電流方向時段T_COM，或採用專用的計時器來測量變換電流方向時段的情況下設置。
[0137]因此已經就實施第一無傳感器方案描述了兩種不同的方法。在每一種方法中，控制器13激勵相繞組7，直到相電流超過電流限值，響應於相電流超過電流限值，控制器13將相繞組7續流預定續流時段。現在將描述用於實施第一無傳感器方案的又兩種方法。在第三方法中，控制器13放棄使用預定續流時段，並且替代地採用上電流限值和下電流限值。控制器13於是激勵相繞組7直到相電流上升到上電流限值，在該點處，控制器13將相繞組7續流。續流然後繼續，直到相電流衰減到下電流限值，在該點處，控制器13再次激勵相繞組7。控制器13然後測量相電流從下電流限值上升到上電流限值或從上電流限值下降到下電流限值所花的時間。如上面說明的，相繞組7中的反電動勢的幅值影響相電流在激勵過程中上升的速率和在續流過程中下降的速率。因此，相電流上升到上電流限值或下降到下電流限值所花的時間將取決於轉子5的角度位置。控制器13然後比較測量時間與閾值，並且在測量時間小於或大於閾值時確定轉子5處於預定位置處。例如，當測量時間小於閾值時，控制器13可確定轉子5處於對準位置處。在第四方法中，控制器13初始時激勵相繞組7，直到相電流超過電流限值。控制器13然後將相繞組7續流預定續流時段，或直到相電流下降到下電流限值。在續流結束時，控制器13再次激勵相繞組7。但是，不是激勵相繞組7直到相電流超過電流限值這樣的時間，而是控制器13激勵相繞組7持續預定激勵時段。在激勵時段結束時，控制器13測量相電流的幅值，並且比較該幅值與閾值。由於相繞組7中的反電動勢的幅值影響相電流在激勵過程中上升的速率，因此在激勵時段結束時相電流的幅值將取決於轉子5的角度位置。控制器13然後在測量的相電流小於或大於閾值時確定轉子5處於預定位置處。例如，當測量的相電流大於閾值時，控制器13可確定轉子5處於對準位置處。該第四方法的缺點是，在每一個激勵時段結束時的相電流的幅值不好控制。結果，相電流有可能上升到損壞電機系統I的部件的水平。但是，該問題可通過具有相對短的激勵時段來減輕。
[0138]幾種方法因此可獲得用於實施第一無傳感器方案。與方法無關，第一無傳感器方案涉及相繼地激勵和續流相繞組7。然後在續流開始或結束時測量參數。該參數取決於激勵或續流過程中相繞組7中的電流的變化速率。例如，該參數可以是續流開始或結束時相電流的幅值，或該參數可以是激勵過程中相電流上升到上電流限值或續流過程中相電流下降到下電流限值要求的時間。
[0139]第二無傳感器方案在第一和第三信號的電壓相對應的任何時候,在BEMF信號中產生邊緣。在上面所述的實施例中，兩個信號調節為使得在反電動勢中存在過零點的任何時候，即當轉子5處於對準位置處時，使得電壓相對應。但是，該信號可被調節為使得電壓在反電動勢波形中的不同點處，並且因而在不同的轉子位置處相對應。例如，在圖7中示出的示例中，增大第一信號的電壓將使下降邊緣在較早點處產生。相反地，減小第一信號的電壓降使下降邊緣在較晚點處產生。因此，通過兩個信號的適當調節，可使兩個信號的電壓在轉子5處於特定預定位置處時相對應。
[0140]第二無傳感器方案假設電阻項iphRph相對小，並且可忽略。但是，如果需要，該電阻項可被計入。例如，反電動勢傳感器12可包括用於調節由電流傳感器11輸出的信號的放大器或其他硬體，以產生具有與iphRph成比例的電壓的第四信號。反電動勢傳感器12可進一步包括加法放大器或其他硬體，其將第三信號的電壓(Lphdiph/dt)和第四信號的電壓(iphRph)相加，以產生具有與iphRph+Lphdiph/dt成比例的電壓的第五信號。比較器19然後比較第一信號的電壓(Vph)和第五信號的電壓(iphRph+Lphdiph/dt),並且在Vph= iphRph+Lph.diph/dt的任何時候在輸出信號中產生邊緣。因此，在更一般的意義中，第二無傳感器方案被被認為包括產生一信號，該信號具有與Vph成比例的電壓並且產生具有取決於diph/dt的電壓的又一信號。電阻相iphRph可被忽略，在該情況下，該又一信號的電壓與Lph.diph/dt成比例。替代地，電阻相可被計入，在該情況下，該又一信號的電壓與iphRph+Lph.diph/dt成比例。兩個信號的電壓然後相比較，並且當兩個電壓相對應時，確定轉子的預定位置。
[0141]在上面所述的實施例中，控制器13產生用於控制逆變器9的功率開關Q1-Q4的三個控制信號(DIR1，DIR2和FW#)。應意識到，可採用其他方案來控制功率開關Q1-Q4。通過示例，控制器13的處理器可產生用於四個功率開關Q1-Q4中的每一個的開關信號S1-S4。控制器內部或外部的硬體可然後產生電流限制信號，該電流限值信號在相電流超過電流限值的任何時候為邏輯高電平。電流限值信號的優先級高於開關信號，以使得高電壓側開關Ql, Q3響應於邏輯高電平的電流限值信號斷開，而不管開關信號S1-S4的狀態。採用硬體來產生電流限值信號具有控制系統4能夠相對快速地響應於電流限值事件的優點。
[0142]在上面所述的實施例中，續流涉及斷開高電壓側開關Q1，Q3，並且允許相繞組7中的電流繞逆變器9的低壓側環路再循環。可設想的是，續流可能相反地涉及斷開低壓側開關Q2，Q4，並且允許電流繞逆變器9的高壓側環路再循環。因此，在更一般的意義中，續流應被理解為意思是零伏被施加到相繞組7。在圖9中示出的實施例中，繞逆變器9的高壓側環路續流是不期望的。這是因為電流傳感器11的感測電阻器Rl，R2於是必須位於逆變器9的上分支上。結果，跨每一個感測電阻器R1，R2的電壓將浮動，使得相電流的測量變困難。
[0143]因而參照了具有單相四極電機3的電機系統I。但是，控制系統4可能等同地用於驅動具有更少或更多極數的電機3。單相電機3具有可採用相對簡單並且因而便宜的控制系統4來控制電機3的優點。現有的用於控制單相電機的無傳感器方案通常在電周期中的期望反電動勢中過零點的點處停止激勵。結果，驅入電機中的電功率明顯降低。另外，電機的效率可能降低和/或扭矩波動可能增大。作為對照，上面所述的無傳感器方案能夠在激勵相繞組時感測轉子的位置。結果，每一種方案可在沒有不利地影響電功率、效率或扭矩波動的情況下被用於控制單相電機。
[0144]雖然上面所述的無傳感器方案在被採用於單相電機中時具有特定的益處，但是每一種方案可被用於多相電機。對於多相電機，將存在特定的相繞組沒有被激勵的時段。因此，在無傳感器方案依賴相激勵來感測轉子位置的情況下，需要將電流感測從一個相繞組切換到另一個。
【權利要求】
1.一種控制無刷永磁電機的方法，該方法包括: 產生第一信號，該第一信號具有與跨電機的繞組的電壓成比例的電壓； 產生第二信號，該第二信號具有與所述繞組中的電流成比例的電壓； 微分所述第二信號以產生第三信號； 將第三信號與第一信號的電壓比較； 響應於該比較產生輸出信號，其中當第三信號與第一信號的電壓相對應時在輸出信號中產生邊緣；以及 在相對於輸出信號中的邊緣的時間處變換繞組中的電流方向。
2.根據權利要求1所述的方法，其中響應於繞組中感應的反電動勢的過零，第三信號和第一信號的電壓相對應。
3.根據權利要求1或2所述的方法，其中響應於變換繞組的電流方向，第三信號和第一信號的電壓相對應，且該方法包括忽略響應於變換繞組電流方向產生的邊緣。
4.根據前述權利要求中任一項所述的方法，其中該方法包括激勵和續流繞組，在相對於激勵期間產生的邊緣的時間處變換繞組的電流方向，且忽略在續流期間產生的邊緣。
5.根據前述權利要求中任一項所述的方法，其中該方法包括激勵和續流繞組，且在激勵和續流兩者期間都產生第一和第二信號。
6.根據前述權利要求中任一項所述的方法，其中該方法包括利用激勵電壓激勵繞組，且產生所述第一信號包括產生具有與激勵電壓成比例的電壓的信號。
7.一種用於無刷永磁電機的控制系統，該控制系統執行前述權利要求中任一項所述的方法。
8.一種用於無刷永磁電機的控制系統,該控制系統包括: 第一傳感器，產生第一信號，該第一信號具有與跨電機的繞組的電壓成比例的電壓； 第二傳感器，產生第二信號，該第二信號具有與所述繞組中的電流成比例的電壓； 微分器，將第二信號微分並由此產生第三信號； 比較器，比較第三信號和第一信號的電壓，且由此產生輸出信號，其中當第三信號與第一信號的電壓相對應時在輸出信號中產生邊緣；以及 控制器，產生一個或多個控制信號，用於在相對於輸出信號的邊緣的時間處變換繞組的電流方向。
9.根據權利要求8所述的控制系統，其中響應於繞組中感應的反電動勢的過零，第三信號和第一信號的電壓相對應。
10.根據權利要求8或9所述的控制系統,其中響應於變換繞組的電流方向,第三信號和第一信號的電壓相對應，且該控制器忽略響應於變換繞組電流方向產生的邊緣。
11.根據權利要求8到10中任一項所述的控制系統，其中控制器產生控制信號，用於激勵和續流繞組，且控制器產生控制信號，用於響應於激勵期間產生的邊緣變換繞組的電流方向，且忽略在續流期間產生的邊緣。
12.根據權利要求8到11中任一項所述的控制系統，其中控制系統包括逆變器，繞組聯接到該逆變器，且第一傳感器包括跨逆變器定位的單個分壓器。
13.根據權利要求8到11中任一項所述的控制系統，其中控制系統包括逆變器，繞組聯接到該逆變器，且第一傳感器包括定位在繞組的相對側上的一對分壓器，且第二傳感器包括定位在逆變器的相對分支上的一對感測電阻器、電流變換器和電流互感器中的一種。
14.一種電機系統，包括無刷永磁電機和根據權利要求7到13中任一項所述的控制系統。
15.根據權利要求14所述的電機系統，其中，所述電機包括單相繞組。
【文檔編號】H02P6/00GK104285370SQ201380024038
【公開日】2015年1月14日 申請日期:2013年3月6日 優先權日:2012年3月6日
【發明者】C.貝特曼, B.梅克羅 申請人:戴森技術有限公司