功率整流器電路和系統、相關方法、包括此類電路或系統的飛行器的製作方法

2023-09-18 16:07:10

專利名稱：功率整流器電路和系統、相關方法、包括此類電路或系統的飛行器的製作方法
技術領域：
本發明涉及功率整流器設備和方法、相關系統和包括此類設備和/或系統的飛行
O
背景技術：
在通過功率電子電路轉換和調節電能的領域中，許多應用需要交/直流(AC/DC) 整流器類型的功能，其中AC側執行電網電壓相電流的正弦採樣，以便使功率因數優化為更 接近1，並且獲得最佳能量效率和/或符合輸電網的質量標準。DC側構成這些電路的輸出。 這樣的交流電網的AC側供電可以例如是安裝在飛行器中用於給機載網絡供電的發電系 統，如在申請FR-2 881 896和FR-2 897 731中所述。當然，DC級自己可以給DC/DC或DC/ AC轉換器供電，例如一個電機換流器或一個備用電源。功率電子技術的發展比與脈寬調製技術(PWM)相關的有源限幅整流器AC/DC轉換 器的性能表現先進。這些電路基本上基於功率半導體元件，其脈衝調製允許調節交流電網 上採集的功率通量。這些電路同樣允許調節DC直流輸出電壓，尤其是為了給其它DC/DC或 DC/AC變換器供電。當前已知的解決方案為兩級電壓調製，因此其具有需要AC側高值電感和重量體 積大的缺陷。已知解決方案使用被稱為「標準化」的對稱轉換單元，以電壓逆變器的形 式，其配備由PWM發電機控制的兩組二極體-電晶體(雙二極體-電晶體(dual transistor-diode))。例如已經知道了在一個直流電壓電源E上串聯的雙二極體-電晶體。這些電路具有多功能和模塊化優勢，然而儘管如此由於增多的電晶體以及施加在 電晶體上的電子命令的數量，還是迅速地變得複雜。此外，這些系統顯現出比無源二極體 整流器更低的可靠性，並且由於具有兩倍多的元件且它們由於高頻切換平均產生額外的損 失，以及工業中巨大的元件電壓標定(calibre)，典型的1200V，而具有高出許多的功率損 失。此外，這些系統基於兩級的電壓限幅(換而言之提供兩級AC側直流電壓_E/2V 和E/2V)，這意味著在整流器輸入端使用隨伏特-秒而變化的高數值AC電流平滑電感(與 乘以限幅周期Tdec的電壓E成比例，其中E表示DC電壓且Tdec (或Fdec)表示限幅周期 (分別是限幅頻率))。由此產生較大的重量和體積。在這些傳統電路中，轉換(commutation)單元由兩個串聯電晶體組成。它們之間 任一個的低阻抗故障(或短路)表現為直流總線的短接，其中大量能量可能被儲存，尤其是 幾百焦耳。若未能快速保護電晶體，這些能量可足夠導致機盒爆炸。即便存在這樣的保護，此類故障可擴展到供電網及電路的其他相鄰單元，這意 味著向電路添加額外的絕緣和冗餘裝置，以保證有故障電路那部分的安全並追求在備用 (secours)模式下的能量管理。
最終電路則快速具有更為複雜、更為昂貴的安裝配置，並且很可能相對於簡單的 二極體無源整流器而言具有不可靠的風險。因此需要具有可容許故障、既在施加在電感上的伏特-秒方面可靠高效、又使用 弱標定電壓的開關的整流器電路。為了提供單向功率直流總線，在功率可逆性缺乏、禁止或不可能的特定情況下，例 如在初始供電網是交流類型的，以上的一部分缺陷將不再存在。裝配在飛行器上的網絡通 常具有這些特徵，其中一個交流發電機向整個飛行器供應電能。在缺乏可逆性的情況下，獲得限幅電路的簡化情況，轉換單元可以不再電流可逆， 而僅包括唯一一個電晶體和一個二極體，從而包括的電晶體和電晶體控制裝置的數量減 少。由此成本降低，電路控制故障的風險減少，且功率損失減弱。這些電路因此適於要求大 功率範圍和工業電壓，例如從300V到1200V，典型的是800V的應用/儀器。由此獲得的電路通常被稱為PFC (Power Factor Correction或功率因數校正)電 路或正弦採樣的「升壓」整流器(升壓變壓器)。在三相供電的情況下，這些升壓整流器基本上使用與單或雙升壓電路相關聯的具 有六個二極體的橋或具有三個帶2或4個二極體的整流器分支的橋(用於電源的所有三 相)。圖1中表示了一個帶2個二極體整流器的雙升壓電路，並且它具有三級AC側電壓， 這允許將測定電感的伏秒除以2。這一電路被特別記錄在巴博薩的論文中(「Three-Phase Power Factor Correction Circuits for Low-Cost Distributed Power Systems (低成本 配電系統的3相功率因數校正電路」，Peter Mantovanelli Barbosa-2002年7月31日，弗 吉尼亞，布萊克斯堡，維吉尼亞理工大學研究院取得的論文報告)。可觀察到兩個電流單向升壓單元10和11，每個通過整流二極體13和14以及一個 阻抗15連接到交流電源12上。每個升壓單元由二極體100或110、開關102或112和(定 義DC直流電壓總線的)電容器104或114組成。隨後，相區別地稱為「升壓單元元件」和 「升壓元件」，例如升壓二極體。這一電路以與對電晶體_開關的控制命令的重複頻率相對應的限幅頻率Fdec運 行。這些解決方案簡化了限幅電路，伴隨有輸入阻抗15的減少，尤其是得益於允許使 用減少一半的阻抗的第三級的出現(這裡，在AC側獲得電壓級-E/2，0和E/2)。同樣獲得全部元件(升壓二極體和電晶體)的減少一半的電壓以及對這些減少如 此多的元件具有從1200V到600V的容許範圍的標定。圖1的電路已經是邁向更為確定的性能保障的第一步。事實上，兩個電晶體中任 一個上的任何故障自動被升壓二極體隔離。在這樣一種情況下DC總線的短接因此被避免。然而，該故障被匯報給AC相併且將著手進行絕緣操作，例如通過保險絲或閘流晶 體管。可注意到，儘管如此，兩個升壓單元中的一個的絕緣使得該電路僅在AC側輸入波 的僅半周期期間運行。針對這一限制的一種解決方案是已知的，尤其是通過專利申請FR 2 809 548，它 通過描述一個多級升壓整流器電路引入一種拓撲冗餘，其中的一個特例是5級。在圖2a和 2b中表示了描繪該已知整流器電路的拓撲結構的兩個等效示意圖。
這一電路包括4個升壓單元20至23。單元20和21構成的第一級再現圖1的電 路拓撲結構(缺少整流二極體13和14)。相同的第二極(單元22和23)已在第一級後被 添加，從AC側總輸出中創造出5級輸出電壓-E/2 ；-Ε/4 ；0 ；Ε/4 ；Ε/2。可觀察到同一級的級聯允許減少一半標定並僅使用600V標準電壓。第二級的存在允許使限幅頻率翻倍到2Fdec。若AC網處於高頻且施加到電感上的 伏秒的減少造成無源元件尤其是輸入電感15的體積的減少，通過允許有用通頻帶的增加， 直至幾百千赫茲的頻率因此是有可能的。無源元件的這一減少尤其允許將減弱的電壓施加 到各元件中以便得到同樣的供電電壓並且由此縮小元件尺寸(經濟獲利)，或在同樣標定 下接受更高的電源電壓。增大了的限幅頻率同樣允許減少那些升壓單元中的電容值，所得到的結果是更小 量的能源被存儲在電路中。因此，當一個升壓二極體被破壞而單元電晶體造成電容短路時， 爆炸的風險可被迅速排除。
此外，當一個電晶體損壞，電路由於升壓二極體的存在而受到保護，而能量通過循 環向AC電源擴散。因此增加了這一系統的安全性。這一解決方案同樣具有對故障高包容度的優勢。事實上，在電晶體開關，例如單元 20的開關故障的情況下，另一級，這裡是單元22，這次以限幅頻率Fdec繼續限幅(因為盡 管有故障單元它在供電電流有效的交流半周時保持限幅)。在開關故障的情況下，我們因 此，以50%的靜態過壓(換而言之在二級管端子上)和100%的動態過壓(換而言之在開 關/電晶體端子上)的代價，損失一級輸出電壓，且針對受此故障影響的上部和下部切換到 單一的限幅頻率。可觀察到，在此解決方案下，升壓單元20至23中的二級管應被定為單元的 所有不同電壓，由此電壓標定(calibre)等於Ε/2 (第一級是E/4+E/4而第二級是 Ε/2+Ε/2-Ε/4-Ε/4)。因此，對於工業中所用的一個輸出電壓E = 800V，適於使用標定為至少 400V的二極體，通常是包含餘量的600V。然而這一解決方案具有的缺陷是在開關故障的情況下，升壓單元二極體被施加一 個3Ε/4的靜態電壓(+50%)，上述例子中為600V，以及一個Ε/2的動態電壓(+100%)，即 400V。因此，在存在一個標定為包含安全餘量的600V 二極體的情況下，電路不容許故障。因 此，要獲得對故障的包容度，各元件至少600V (換而言之沒有餘量)的測定值則是必不可少 的，尤其是一個包含餘量的最小值為800V，即超過所用輸出電壓Ε/2的二級管的測定尺寸。為了避免限制在600V的運行，一個800V甚至1200V的電壓標定因此是必需的，但 有損轉換速度、掉電及二極體功率損失的性能表現。此外，這個結構的另一缺陷在於轉換單元包括一個二極體和兩對電晶體/ 二極 管，而後者中的其中之一是靜態的。這造成比前面電路中更高的寄生電感。關於這些缺陷，人們致力於獲得一種功率整流器電路，它自身，換而言之沒有添加 額外的電路，容許開關及二級管的故障，並且它要求對於相同的輸出電壓標定二級管和開 關(電晶體)減少。

發明內容
本發明尤其旨在通過提供一種容許故障的多級電壓整流器電路來解決這些的缺陷，包括升壓單元，尤其是每個單元包括單一電晶體和單一二極體。尤其是，儘管在一個升壓單元內部存在故障另一個升壓單元保證了限幅操作，這 保證了對開關或二級管故障的耐受性。此外，根據本發明的電路允許使二極體在E/4電壓(換而言之對於800V電壓源是 200V)下運行並由此，在有故障的情況下，獲得E/2的標定(換而言之400V)，即輸出電壓。 因此，標定600V的各元件因此有可能具有一個合理的運行餘量。為此，本發明尤其旨在一種交流電源供給的電流信號(或電波)的功率整流器電 路，其包括-兩個相區別的轉換組，被布置為用於連接到電源端子上，至少一個轉換組包括多 個級聯的轉換單元，稱為升壓單元，-每個升壓單元包括連接在單元的第一輸入端子和第一輸出端子之間的二極體、 連接在單元的第二輸入端子和第二輸出端子之間的開關裝置和連接在單元的兩個輸出端 子之間的電容，-轉換組的升壓單元被級聯布置為使得一個升壓單元的第一輸出端子和第二輸出 端子分別被連接到下一個升壓單元的第一輸入端子和第二輸入端子上，_轉換組的兩個(級聯)終端升壓單元的電容，稱為終端電容，具有一共用端子。當然，共同端子是每個轉換組的第二輸出。上面所用的單元輸入/輸出的概念與電路的電流流經方向無關，尤其是因為其中 一個轉換組的電流流向與另一組的相反，而由此它們具有基本上對稱的結構。「相區別的」表示，對於每個轉換組，與上部(第一個轉換組)和下部(第二組) 相對應的升壓單元(換而言之在圖2a和2b上同一級上)不共享元件這一事實。這使 得缺乏轉換組之間的元件的電壓應力(英文為stress)比，以及由此得到的更好包容性 (confinement)0轉換組的這個區別同樣可以相對於圖2b的連接減少電路的熱連接。事實上，在圖 2b的連接中，其中一個是靜態的兩對電晶體/ 二極體需要以位置接近的方式被定位以便產 生最小的寄生電感。這一需求的反操作是這兩對的大量熱連接，它得益於本發明而消失。同樣地，與現有技術的電路相反，本發明允許以E/4電壓，即上例中的200V工作的 升壓單元內使用開關電晶體和二級管以實現一個2X2單元的接線圖。在有故障的情況下， 升壓單元的二級管被施加E/2的電壓，即輸出電壓。因此，相對於已知解決方案，以係數2 來降低標定，可得到更快的元件和表現出更少的能量損失。限幅頻率和AC側的電壓數量是倍增的，尤其是根據交錯排列的單元數量，換而言 之級或組的數量。相對於現有技術，因此能夠有效地減少施加在輸入電感的伏秒(以及其 規格尺寸)以及被轉換的矽伏安VA，其中轉換矽伏安VA被定義成端電壓和在電路單元的每 一個開關電晶體中流動的電流間的乘積和。尤其是，本發明，在其2 X 2單元的配置下允許用2至8的係數來除輸入電感值，用 係數2除轉換矽伏安VA並且最終用同樣數量的電晶體，換而言之同樣的複雜程度相對於現 有技術的解決方案減少約30%的損失。因此，規定每個轉換組可包含2個升壓單元。這一配置在一個弱輸入電感和一定 合理數量的電晶體之間提供一個良好的折中，它因此限制存儲的總能量(與存在N個升壓
7單元相比，若N >> 2則2N個電容)。另一種情況下，有可能的是一個轉換組包含2個以上的升壓單元。在此明確說明 過大數量的電晶體有可能增加存儲在電路中的平均能量數量。我們因此規定每個轉換組有 最多5個升壓單元，典型的是，2至3個。
同樣被考慮到的是在兩個轉換組之間具有不同數量的單元。注意到這一配置對應 於其中某些數量單元是故障的且表現出最少的單元數的一些運行狀況。特別是，最低限度 配置規定了一組配備僅一個升壓單元的轉換組和另一組配備兩個升壓單元的轉換組。這一 電路因此包容同一個轉換組的兩個升壓單元中其中一個故障並在這2個相同單元中具有 減少的標定二級管(換而言之僅有600V的標定)。然而，更建議在每個轉換組中裝有相同數量的升壓單元以得到平衡的性能表現。為了加強故障電路，可以規定使用冗餘組或單元。當然，可以在其中一個或每一個 整流系統中加入一個冗餘單元，在其他單元運行期間，這個冗餘升壓單元是消極的，換而言 之處於休眠狀態(受控電晶體開關永久在導通狀態)。在檢測到一個單元故障時，我們用這 個冗餘單元來代替故障單元。根據整個轉換組中該故障單元的位置，將開關控制信號與每 一個運行單元在轉換組內部的位置進行同步是適合的。該冗餘同樣可基於一個轉換組，在過於大量升壓單元故障使得限幅操作不能繼續 的情況下用來替換兩組初始轉換組中的一組。能夠通過使用例如一個開關來從一個轉換組 切換到冗餘組。規定該電路包含整流器裝置。在一種實施方式下，整流器裝置包含一對整流器裝置，被配置用於連接在所述電 源端子和分別每個所述轉換組之間，以便對輸入低頻電流進行整流。在另一種變化情況下，可被考慮的是整流器裝置在每一個升壓單元中包含整流二 級管，這些整流二級管與所述開關裝置串聯並且導通方向與相應升壓二級管(換而言之同 一單元的)的方向相反。再次回到上述第一種變化情況，由於升壓單元是單向電流的(轉換組同樣是單向 的，同時使升壓單元在同一導通方向串聯)，這一配置允許保護在交流電半周期(半周期期 間另一個轉換組被需求)期間所提供的每反向電流的轉換組。為此目的，規定該系統被配 置用於在一個轉換組被激活時強制另一個轉換組的轉換裝置(電晶體)處於導狀態。特別的是，每個整流器裝置包含一個二級管，尤其是以與其連接的該轉換組的二 極管同一導通方向地串聯。另一種情況是，每一個整流器裝置包含一個可控矽整流器，尤其是以與其連接的 該轉換組的二極體同一導通方向地串聯。得益於可控矽整流器的使用，有可能的是在一組轉換組的全部單元中出現故障的 情況下將這一轉換組隔離起來。此外，該可控矽整流器具有在升壓電容預充電階段(在2X2單元的配置裡在E/2 或E/4)提供電流控制的意義，尤其是在包含該電路的該系統啟動時。尤其考慮到，這些整流器裝置以與它們分別連接的轉換組的二極體同一導通方向 地串聯。在一種實施方式下，開關裝置包含受控電晶體。
在一種實施方式下，電路包含能夠，在其中一個升壓單元中檢測出一個低阻抗故障的情況下，阻斷所述設備的全部開關裝置的阻斷裝置。特別地，檢測可在浮動電容(在每個升壓單元的輸出)上或在開關裝置上被執行。這些故障的檢測涉及與上面所示的本發明元件無關的一個通常問題。為此目的以 及出於描述中上文所述的原因，可能要面對的是用明確的方法保護其中沒有兩個受控開關 的轉換單元故障的檢測方案。因此，該電路可包含升壓單元中用於在緊隨一個用於檢測單元升壓二級管故障的 開關裝置觸發命令或緊隨一個用於檢測所述開關裝置故障的開關裝置阻斷命令的預定時 長期間，檢測單元的開關裝置端子上的電壓的低阻抗故障檢測裝置。特別地，所述的低阻抗故障檢測裝置包含一個耦合到電壓檢測器的電晶體命令。根據本發明的一個特別特徵，規定該電路包含一個配置用於連接到電源的電源端 子。本發明同樣旨在一種由多相交流電源提供的電流的功率整流器系統，其包含多個 如上所述的功率整流器電路，被安裝為每一個被連接到分別連接到多相電流每一個相的電 源端子，並且其中這些電路共用同一終端電容。我們因此實現一個能夠對多相，通常是二相或三相，電流進行整流的系統。本發明同樣旨在一種由一個交流電源提供的電流的功率整流器系統，其包含兩個 如上所述的相應能量整流器電路，被安裝為分別連接到電源的每一個端子，而且其中這些 電路共享同樣的終端電容。我們因此實現一個基於電源端子差動電壓的系統。特別地，能夠提供其中一個整流電路的一個單元和另一電路的相應單元(換而言 之在每一個整流器電路中具有相同的相對位置)共享同一電容。在一種實施方式下，將大量電路元件互相連接，除了設置在每一個轉換組和電源 兩個端子之間的整流裝置之外，所述兩個電路是相互混合的，被連接到同一轉換組的所述 整流裝置是互斥的，電流流通方向相反。因此減少差動電路的元件數量以及相關聯的損耗。當然，若幾個相在電源處可用，將此系統與上述系統組合在一起以便得到多相交 流電源。特別地，在三相電源的情況下，差動電壓的配置要求如上所述共享相同的全部2個 終端電容的6個整流電路(2個電路用於3相中的每一相的差動電壓)。本發明同樣旨在一種由交流電源提供的電流信號的功率整流方法，該方法由整流 電路實現，該整流電路包括-兩個相區別的轉換組，被布置為用於連接到電源的供電端子上，至少一個轉換組 包括多個串聯的轉換單元，稱為升壓單元，-每個升壓單元包括連接在單元的第一輸入端子和第一輸出端子之間的二極體、 連接在單元的第二輸入端子和第二輸出端子之間的開關裝置和連接在單元的兩個輸出端 子之間的電容，-轉換組的升壓單元被級聯布置為使得一個升壓單元的第一輸出端子和第二輸出 端子分別被連接到下一個升壓單元的第一輸入端子和第二輸入端子上，和-轉換組的兩個終端升壓單元的電容，稱為終端電容，具有一共用端子，
該方法包括順序控制每個所述開關裝置以便向終端電容的端子提供連續電壓的步驟。在一種實施方式下，該方法包含檢測在至少一個所述升壓單元中的低阻抗(或短 路)故障的步驟，並且在所述檢測之後，阻斷升壓單元的所述開關裝置的步驟。阻斷操作在 於將開關裝置切換到阻斷/關閉位置，與開關的導通/開啟位置相反。因此能夠基於影響 到升壓單元的一定數量的故障來實施一個阻斷政策，如上文所定義。在一種實施方式下，當一轉換組在輸入電流交流半周上被激活時，強迫另一個轉 換組的開關裝置處於導通狀態。因此避免向電晶體端子施加相反電壓。用供選擇的方法，本方法可包含這些步驟並實施與前述電路和系統特徵有關的裝 置。本發明同樣旨在一種包含根據前述配置中的任一項的設備或系統的飛行器。


本發明的特徵和優勢將在閱讀結合附圖描述的最佳實現方式之後顯得更為清晰， 其中一圖1表示現有技術中AC/DC三級雙升壓電路；一圖2a和2b是現有技術中SMC類型多級整流器電路的兩種等效表示圖；一圖3a和3b是符合本發明的一個功率整流器電路的實施例的兩種等效表示圖；一圖4描繪在其中構成該電路的一個開關(電晶體)弱阻抗故障的情況下圖3電 路的電性能；一圖5描繪在其中一個開關弱阻抗故障後電路阻斷的情況下圖3電路的電性能；一圖6描繪使用圖3電路的不同的功率整流器系統的例子；一圖6bis表示圖6電路的一個特別配置，其中各元件的最大相互性被實現；一圖7描繪使用圖3電路的三相供電功率整流器系統的例子；和一圖8a和8b分別描繪了圖3電晶體端子上弱阻抗故障的檢測裝置以及用於檢測 這一故障的該電晶體的端電壓。
具體實施例方式如上面已經精確描繪的那樣，符合本發明的整流器電路30且如圖3所繪的一個實 施例根據圖1所示的「AC/DC三級雙升壓」轉換電路。描述一個交錯放置的2X2單元(310a、310b、320a、320b)的整流器例子，它允許相 對於圖1電路從3級升到5級且限幅頻率從Fdec升到2xFdeC。圖3的電路應用於無差動的輸入電壓。連接到一個輸入阻抗15的交流電源12形 成功率整流器電路的電源端子31。具體來說，基於圖1電路的兩個升壓單元，電路30具有兩個不同的轉換組30a和 30b，每一組通過整流裝置，這裡是整流二極體32a和32b連接到電源端子31。組30a和30b的每一組是單向的，它們讓電流僅朝一個方向流動。此外這兩組具 有相反的電流流動方向。整流二極體32a和32b在與它們分別連接到的轉換組30a和30b相同的方向上導
10ιΜ ο每個轉換組30i由至少2個升壓單元組成，這裡是兩個310i和320i(i = a、b)， 它們甚至由一個二極體312i/322i，一個電晶體類型的受控半導體開關314i/324i和一個 電容器316i/326i組成。同一組30i的二極體312i/322i被安裝為同一導通方向。j級的每一個單元通過將j+Ι單元的二極體和開關連接到電容器j的各個端子上 而被連接到j+Ι級的一個單元。
可觀察到，j級的一個升壓單元並沒有與另一轉換組中同樣的j級的升壓單元 共用的部分或元件。這一獨立性保證了與其中一個單元的機能障礙有關的任何電壓應力 (stress en tension)不會影響其它組中同樣j級的單元。第一級1的單元的二極體312i和開關314i被連接到整流二極體32i。最後一級(這裡是級別2)的單元的每個電容器326i通過它與同一單元的開關 324 共用的端子被連接到(用於如圖3上的情況的無差動電路)AC電源12的中性端子。 因此，這些被稱為終端的電容326i有一個共用端子並被串聯在一起。每個轉換組30i的輸出通過與二極體322i共用的終端電容器326i端子連接到一 個輸出端子33i。因此，連接一個儀器(未表示出)在輸出端子33i處供電。在工業生產 中，經常使用在直流電壓E = 800V下運行的儀器，此外該值被加入未來的航空標準中。受控開關314i和324i由技術人員已知的一個或幾個控制設備(未表示出，例如 j級設備)操縱。對於2X2升壓單元電路，針對同頻率的電源12，我們可以使用與上面提 及的申請FR-2 809 548中所述的相似的控制信號。因此，我們不再詳細描述通過4個開關 314 和324i的切換來實現4個電容器316i和326i的充電和放電的機制。該電路因此允許獲得AC側電壓(-E/2、-Ε/4、Ε/4、E/2)以及終端電容器326i的 共用端子上的0電勢。由此例外推至一個具有2XN個單元的電路的擴展則是可容易實現的。這樣得出 的電路同樣符合本發明的標準。然而限制到2X5個單元。超過此數，與過於大量元件串聯 的開關314i、324i處的相當大的總體損耗等，有可能危害電路的性能。AC側電壓則表現出2N+1個電壓級-E/2N，……，-E/4，-E/2，0，E/2，E/4，……，
E/2N。參照圖4，現在明確闡述根據本發明的電路的低阻抗故障的耐受性。在該圖中，圖 40顯示三相電源12的三個相的電流(這裡只關心由相關電路接收的這相中的一個)穿過 相應的輸入電感15，簡圖41顯示故障單元的電容器316a的端電壓，而簡圖42顯示電路輸 出的被穩定的功率(以及因此的電壓，由於電流強度由於電源12保持恆定)從一個無供電 狀態(t = 0)到一個故障後被穩定的狀態(直到t = 20ms)。電晶體314a變得低阻抗故障，換而言之它變得永久性的。圖4上，這一故障在時 刻T出現。直接被串聯的二極體312a則表現出等於-E/4的端電壓。二極體312a則變得阻 斷並隔離DC直流總線的故障，僅有相關單元310a通過浮動(flottant)電容316a的逐步 放電自然而然地設置為不工作狀態。電容316a最終放電。其端電壓在每一次限幅周期時刻Τ+Δ t處逐步降低至0，其 中At是為了允許其放電，故障電晶體所涉及的交流半周通過所需的時間。在實際應用中，這個數值主要取決於電容器316a的特徵。這次無控制放電所釋放出的能量被發送回網絡 (來源12)。二極體312a保持在阻斷狀態，隔離故障的升壓單元310a。這裡可證實，若開關314a出故障，單元310b正常運行只是它不再在二極體端子 312b上維持一基本電壓。故障單元310a被隔離，交流電流的限幅保持在鄰角單元320a上，對二極體322a 保持2倍的一個過壓。然而，這個過壓並不是必須強制的，因為相對於現有技術2倍標定初 始減少，作為達到的E/2標定最大值，是所尋求的最大輸出電壓。單元320a故障後的這一額外需求自然導致與由電源12產生的正電壓相關聯的電 流(電流的交流半周期)完全被這個升壓單元320a充電這一事實。這裡注意到整個轉換組30b不受這一故障影響並且繼續為單元310b和320b中的 每一個按2. Fdec運行。
自然而然地，電容器316a被隔離，電路30僅以4級電壓工作-E/2、_E/4、0和E/2。然而可觀察到，儘管有故障，輸出所提供的功率保持相對穩定(參看圖4的示意圖 42)。精確地說，在時刻t+At，觀察到輸出功率基於因為故障共用端子31經受電勢降低，同 時通過電感端電壓降低造成這一電感電流增加，以及由此造成的能量高峰的事實的一個準 時增加。故障單元的電容器316a通過向網絡發回故障單元的能量來放電。由於兩個轉換組30b是明顯區分開的，同樣可能的是容許兩個單元310b和320b 中其中一個的故障。通常方式下，有可能的是整個轉換組的升壓單元一個接一個發生故障。 然而整個轉換組保證了電源電流相關交流半周上的限幅，只要存在至少一個安全的單元。為了減輕同一個轉換組30i的所有單元的任何故障，可以用可控矽整流器來替代 低頻整流二極體32i，以便自動把該轉換組隔離到0通道。我們由此避免輸出總線的任何短 接。參考圖5，現在描繪電路回應低阻抗故障的另一種實施方式。這一實施方式尤其用 於當受故障影響的一個轉換組320a的倖存二極體324a的過壓限制，例如因為切換損失或 過壓，可造成嚴重阻礙時。圖5總是描繪該電路(左邊部分)並同樣顯示了相應輸入電感端子15上的三個 相電流的示意圖50以及故障單元電容器端電壓的示意圖51。如圖4所示，電路30在T時刻受控電晶體314a上承受一個弱阻抗故障。在此實施方式下，首先檢測所受的故障。參考圖8a，已顯示了連接到一個用於檢測其中一個升壓單元故障的電壓檢測器的 電晶體的一個命令80。該檢測基於受控電晶體端子上電壓的性能來執行。這一電路為專業 人士熟知，我們不再細敘各元件。圖8b示意圖描繪在過渡到導通狀態的命令(83)以及過渡到阻斷狀態的命令(84) 之後電路80-81 (曲線82的粗體部分描繪其正常性能而更細部分描繪錯誤性能，允許對故 障進行檢測)測定的電晶體314a的端電壓。如通常所用的那樣，這一系統允許檢測其中插入受控電晶體，這裡是314a的升壓 單元的第二元件的任何故障；在當前情況下，檢測二極體312a的故障。
詳細地，電晶體314a的端電壓在阻斷狀態下為Vce。在83時刻，電晶體被置於導 通狀態。在升壓單元正常運行的情況下，電壓減小到幾乎為零的數值(粗體曲線)。在相鄰 二極體312a上的存在故障的情況下，電壓在幾個μ s，典型的是5 μ s後又重升到值Vce。因 此在命令83之後規定了十幾μ s的延遲以便檢測電晶體314a端子電壓是否已被修改(正 常性能)或未被修改(二極體故障表現)。然而，這個電路80的通常使用不允許對同一電晶體314a的故障檢測，尤其是因為 由於這些電路80通常被用到這些包含兩個執行相互監督的電晶體的單元中而沒有一個需 要被察覺。在缺乏對同一電晶體的檢測的需求，具有對稱功能的第二電晶體不存在的情況 下，本發明的一個目的預計在過渡到阻斷狀態84之後執行對電晶體314a上的故障的檢測。如圖8b上可見的那樣，命令84之後電晶體的正常性能表現(粗體曲線)趨向於 約Vce的端電壓。相反地，電晶體上出現故障，例如一個低阻抗故障，的情況下，這一電晶體314a在 命令84之後在其端子上不保持電壓Vce但端電壓再次回落到一個幾乎為零的數值(細曲 線)。該現象的檢測延遲大約5 μ S。因此規定十幾μ S的檢測時間段以確定阻斷命令 84實施之後電晶體端電壓的改變是否存在。給每個電晶體配備這樣一個電路80以及特別的檢測軟體，由此可能檢測在電路 30的任何一個電晶體上的故障。一檢測到該故障，開關的控制設備阻斷電路30的所有(運行中的)開關，如圖5 上的縮略詞OFF所示。如上所見，檢測同樣可以適用於一個二極體的故障。電路30則對應一個簡單二極體整流器(二極體橋)，如示意圖51所繪。這一實施方式可以通過根據所實現的一個或一些檢測設置仍舊運行的開關的不 同阻斷政策被調製，尤其是所有開關的阻斷僅當同一個轉換組30i中的故障電晶體的數量 達到一個閾值時才被執行。這一閾值可以理論的方式被預先確定，同時考慮到升壓二極體 標定和層級數量(由於故障造成的過壓取決於級的數量並且累積同一個轉換組中的第二 故障造成的過壓)，以便確定施加到二極體的電壓閾值。在實踐中，使用多相，例如三相的(參看圖7)電源的實施方式。在此情況下，阻斷 受故障影響的(同一相)電路的所有受控開關和三相系統的輸出功率，特別是為了保留DC 總線的規則，則由其它(兩個)相的電路302和303調節。參照圖6，現在描述本發明的目的電路在不同方案中的使用。不同功率的整流器系統60則包含兩個尤其與圖3的電路相同的電路30和30』，其 電源端子31和31』都分別被連接到與交流電流源的兩個端子相連接的一個輸入阻抗15和 15，。這兩個電路30和30，具有它們公用的輸出電容326a和326b，以便在端子33a和 33b之間構成一個唯一的系統輸出總線60。這裡觀察到具有一個共同輸出電容，被稱為「對應」轉換組(例如30a和30』 a), 的轉換組，在電源電流12的同一電流交流半周期間不被使用。規定使兩個對應組的各元件 相互關聯，這一相互關聯化可以支持一個或幾個元件。
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特別的是，根據一種補充實現方式，我們可以考慮為兩個電路30和30』的「對應」 升壓單元使用共用電容(316a/b，316a』/b』)或並行連接兩個對應單元的兩個電容316a/b， 316a』 /b』(這減少電容的尺寸)。圖6bis顯示了即便規定了相互關聯中間狀況時的最大相互關聯的情況。在此配 置下兩個電路30和30』的升壓單元是混合的，這帶來了二極體和電晶體數量的明顯減少。
如在該圖上所見，每個轉換組30-30』 a, 30-30' b，通過同一端子，經由反方向定位 的整流二極體被連接到兩個電源端子。因此觀察到連接到同一個轉換組的二極體互相排斥 (導通方向相反)以便整個轉換組被經由兩個整流二極體的每一個連續用於電源電流12的 兩個交流半周的每一個上。這一配置因此永久使用4個受控電晶體，實施的命令在這些不同的電晶體之間間 隔 90° (π/2)。如前所示，相互關聯可以是部分地，例如僅一個轉換組與另一條電路的相應組相
互關聯。因此取得的不同系統尤其表現出9級電壓，用於等於4. Fdec的控制頻率。參照圖7，現在描述在一種無差動方案中用於多相電源12，特別是三相電源的，本 發明目標電路的使用。針對三相電源的功率整流系統包含3個電路3(^3(^*303，每一個與圖3的相似， 連接到電源12的相12pl22和123。3個電路擁有它們共用的輸出終端電容326a和326b以便在端子33a和33b之間 構成一個唯一的系統輸出總線70。3個電路的受控開關的命令的調製是相似的。尤其是，分別在三個電路30i、302和 303的每一個中具有一個相同位置的開關受調製控制，該調製與電源相位移相相同角度，這 裡基本上是2 π/3。同樣有可能的是通過將圖6的雙重電路實施到圖7的系統的每一個相上，來提供 一個針對多相電源的功率整流器差動系統則獲得6個電路βΟ^Ο'^ΟρβΟγβΟ^Π 30』3.前面的例子僅是不限制本發明的一些實施方式。
權利要求
一種由交流電源(12)提供的電流的功率整流器電路(30)，包括 兩個相區別的轉換組(30a，30b)，被布置為用於連接到所述電源的電源端子(31)上，至少一個轉換組包括多個級聯的轉換單元(310a，310b，320a，320b)，稱為升壓單元， 每個升壓單元包括連接在單元的第一輸入端子和第一輸出端子之間的二極體(312a，312b，322a，322b)、連接在單元的第二輸入端子和第二輸出端子之間的開關裝置(314a，314b，324a，324b)和連接在單元的兩個輸出端子之間的電容(316a，316b，326a，326b)， 轉換組的升壓單元被級聯布置為使得一個升壓單元的第一輸出端子和第二輸出端子分別被連接到下一個升壓單元的第一輸入端子和第二輸入端子上， 轉換組的兩個終端升壓單元(320a，320b)的電容，稱為終端電容(326a，326b)，具有一共用端子。
2.根據權利要求1所述的電路，其中每個轉換組包括兩個升壓單元。
3.根據權利要求1或2所述的電路，包括一對整流器裝置(32a，32b)，所述整流器裝置 被布置成用於連接到所述電源端子和分別每個所述轉換組之間，以便對輸入低頻電流進行整流。
4.根據上述任一項權利要求所述的電路，包括能夠在其中一個升壓單元低阻抗故障的 情況下阻斷所述設備的全部開關裝置的阻斷裝置。
5.根據權利要求4所述的電路，包括用於檢測升壓單元(310a，b，320a，b)中的低阻抗 故障的檢測裝置，所述檢測裝置被布置成在用於檢測單元的升壓二極體(312a，b,322a, b) 故障的開關裝置觸發命令(83)之後一個預定期間內或用於檢測開關裝置的故障的開關裝 置阻斷命令(84)之後一個預定期間內，用於檢測單元的開關裝置(314a，b，324a，b)的端電 壓。
6.一種由多相交流電源(12)提供的電流的功率整流器系統(70)，包括多個根據上述 任一項權利要求所述的功率整流器電路(301; 302，303)，每個功率整流器電路被布置成用於 連接到分別與多相電流的每個相相連的電源端子(311;312，313)上，且其中這些電路共享相 同的終端電容(326a，326b)。
7.一種由交流電源提供的電流的功率整流器系統(60)，包括兩個根據權利要求1至5 中任一項所述的功率整流器電路(30，30』)，所述功率整流器電路被布置成用於分別連接到 電源(12)的每一個端子上，且其中這些電路共享相同的終端電容(326a，326b)。
8.根據權利要求7所述的系統，其中除了設置在每一個電源端子和兩個轉換組 (30-30，a, 30-30' b)的每個輸入端之間的整流裝置(32a，b，32』 a, b)之外，所述兩個電路 (30,30')是相互混合的，被連接到轉換組的同一輸入端的所述整流裝置是互斥的，電流流 通方向相反。
9.一種由交流電源提供的電流信號的功率整流方法，該方法由整流電路實現，該整流 電路包括-兩個相區別的轉換組，被布置為用於連接到所述電源的供電端子上，至少一個轉換組 包括多個串聯的轉換單元，稱為升壓單元，_每個升壓單元包括連接在單元的第一輸入端子和第一輸出端子之間的二極體、連接 在單元的第二輸入端子和第二輸出端子之間的開關裝置和連接在單元的兩個輸出端子之間的電容，-轉換組的升壓單元被串聯布置為使得一個升壓單元的第一輸出端子和第二輸出端子 分別被連接到下一個升壓單元的第一輸入端子和第二輸入端子上，和-轉換組的兩個終端升壓單元的電容，稱為終端電容，具有一共用端子，所述方法包括順序控制每個所述開關裝置以便向終端電容的端子提供連續電壓的步馬聚O
10. 一種包括根據權利要求1至8中任一項所述的設備或系統的飛行 器。
全文摘要
本發明涉及一種由交流電源(12)提供的電流的功率整流器電路(30)，包括兩個相區別的轉換組(30a，30b)，被布置為用於連接到電源端子(31)上，至少一個轉換組包括多個級聯的升壓單元(310a，310b，320a，320b)，每一個升壓單元包括二極體(312a，312b，322a，322b)、開關裝置(314a，314b，324a，324b)和電容(316a，316b，326a，326b)。轉換組的兩個終端升壓單元(320a，320b)的所謂終端電容(326a，326b)具有一個共用端子。該電路尤其可包括由兩個升壓單元組成的兩個轉換組。在飛行器中安裝應用該電子系統。
文檔編號H02M7/10GK101965678SQ200980108162
公開日2011年2月2日 申請日期2009年1月21日 優先權日2008年1月31日
發明者F·理察尤, H·赫拉裡, M·F·埃圖瑞茲, T·梅納德 申請人:空中巴士運營公司;國家科研中心;土魯斯聚合技術國家研究所