抽樣數據數字濾波系統的製作方法
2023-09-09 18:42:55 1
專利名稱：抽樣數據數字濾波系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及應用在包括視頻和音頻等的數據處理中的數字數據抽樣率轉換。
有多種應用場合要求將以第一數據速率出現的數字數據樣本轉換為以不同的第二數據速率出現的數字數據樣本。在這些應用場合，以一種速率抽樣的數據被內插以便以不同速率或抽樣相位估算數據。抽樣率轉換的應用包括，例如，不同視頻標準、如高清晰度電視(HDTV)數據和CCIR601標準數據之間的轉換，以及不同視頻顯示格式、如隔行和逐行顯示格式之間的轉換。其他應用包括，例如，多媒體複合圖像生成和顯示，如畫中畫(PIP)顯示，和用於數字數據存儲、如CDROM或DVD應用的數據處理和涉及數字抽樣率轉換的數字解調，以建立頻率、相位或符號定時同步。在計較成本的應用中廣泛採用的抽樣率轉換表明有必要使抽樣率轉換器和其內插器及數字濾波器子部件的配置最佳化。
眾所周知，就使性能優勢最大化和使所採用硬體的複雜性、即加法器、乘法器、寄存器等的數目等最小而言，傳統內插器配置被認為是最佳的。然而，抽樣率轉換器、內插器和數字濾波器系統以及在此給出的他們的派生方法在性能和降低複雜性上相對公知濾波器設計以有許多改進。
本發明的目的是提供一種對抽樣數據濾波的數字濾波系統，它包括一個延遲網絡，用於延遲輸入抽樣數據，以提供多個延遲的抽樣數據輸出。該濾波系統還包括一個濾波器網絡，可用分解的(結構因式分解的)係數加權矩陣來表示，該係數加權矩陣用於處理延遲的抽樣數據輸出。一個處理器通過計算延遲抽樣數據輸出和係數加權矩陣的加權乘積之和產生經濾波的輸出。
附圖簡要說明
圖1示出一種按照本發明原理的性能增強抽樣率轉換器，用於在視頻顯示格式轉換應用中轉換亮度和色度數據樣本的水平行抽樣率。
圖1A示出按照本發明原理的用於作為圖1抽樣率轉換器配置中數字濾波器40的性能增強數字濾波器。
圖2示出按照本發明的濾波器配置，該濾波器配置適合於提供圖1單元10的第一內插網絡級自舉濾波器輸出H1(z)和H0(z)。
圖3示出按照本發明原理的複雜性降低的數字濾波器，用於作為圖1抽樣率轉換器配置中的數字濾波器40。
圖4示出一個表格，表示出圖3單元40的複雜性降低數字濾波器的係數值和連同相應位置索引信號的有效濾波器延遲。
圖5示出一種按照本發明原理的舉例說明為提供增強內插器性能而對圖1內插網絡(單元10)和延遲網絡(單元20)進行擴展的布局。
圖6示出按照本發明原理的用於導出改進的數字濾波器功能的構造因式分解過程的主要元器件。
圖1示出一種性能增強抽樣率轉換器，用於在視頻顯示格式轉換應用中轉換亮度和色度數據樣本的水平行抽樣率。雖然按照一種為顯示格式轉換目的，例如，將720×1280像素解析度標準清晰度格式上升抽樣為1080×1920像素解析度的高清晰度格式(或反之)，而對視頻信號進行處理的系統描述了所公開的轉換器，但這僅僅是舉例。所公開的轉換器和數字濾波器配置和本發明原理可用於任何濾波或抽樣率轉換器應用，包括上升抽樣或下降抽樣轉換。
概括地講，圖1抽樣率轉換器系統包括補償前置濾波器17，內插網絡10，延遲網絡20和數字濾波器40。前置濾波器17是可選的並用於最佳化圖1高性能系統中所需通帶外的噪聲抑制性能和所需通帶內的增益。反之，在複雜性降低的抽樣率轉換器系統(稍後結合圖3說明)中，省略前置濾波器17。
抽樣率轉換器將輸入抽樣率下的數據轉換為不同的輸出抽樣率數據並具有許多相互依賴的屬性。這些包括例如增益和相位響應特性，相位延遲，群延遲，及時鐘延遲。為了獲得所需的抽樣率轉換器性能和修整特定應用的轉換器操作，對於整個轉換器和轉換器內的中間處理級而言，需要選擇在這些特性之間的折衷。在導出一種抽樣率轉換器配置時，可以將各個所選擇的屬性作為不變的屬性或有待優化的屬性來建立。
抽樣率轉換器設計中的重要目的是1)最大化性能，包括最小化通帶中的混迭(即幹擾)分量，和2)最小化複雜性(例如一種實施方式下所需加法器數目的測定)。在抽樣率轉換器設計中，性能和複雜性通常是反相關的。然而，通過將抽樣率轉換器系統視作等效於一個包括一系列級聯內插器的多級內插器，則產生一種有益的抽樣率轉換器配置，其相對於以前被認為最佳的布局而言複雜性降低且性能改善。在這種多級內插器中，第一「粗調」內插器級將輸入信號的空間抽樣格柵轉換為較高解析度空間抽樣格柵(「粗調」上升抽樣格柵)。第二「微調」解析度內插器級將粗調上升抽樣格柵轉換為所需解析度的空間抽樣格柵。這一概念的常規實施方式需要三個時鐘域，分別表示輸入抽樣速率、中間再抽樣速率和所需的輸出再抽樣速率。在此公開並在圖1中列舉的抽樣率轉換器系統以所需輸出抽樣率提供數據，只要有益地1.以數目減少的數據速率，特別是以兩個數據速率(輸入抽樣率和所需的輸出抽樣率)處理數據，以及2.最大化以輸入抽樣率工作的電路的比例(在上升抽樣應用場合輸入抽樣率小於輸出抽樣率，在下降抽樣應用場合輸入抽樣率大於輸出抽樣率)。通過採用將多級內插器的粗調和微調內插器級合併和集成的有利抽樣率轉換器構造獲得這些重要益處。用圖1補償前置濾波器17、內插網絡10、延遲網絡20和數字濾波器40舉例說明這種有益構造。在這種改進的轉換器構造中，選擇第二「微調」解析度內插器級以獲得數目減少的中間延遲級(抽頭)，該中間延遲級與等效的常規轉換器構造中通常具有的中間延遲級相比，帶有較大數目的數字濾波器加權係數集合。注意，每一數字濾波器加權係數與一個中間延遲級相關。選擇「粗調」第一級內插器具有較大數目的中間延遲級(抽頭)，該中間延遲級與等效的常規轉換器構造中通常具有的中間延遲級相比，帶有較少數目的數字濾波器加權係數集合。
按照本發明的利用集成多級內插器的一種改進轉換器構造包括1.第二級內插器(例如圖1數字濾波器40)，比第一級內插器(圖1單元10和20)有更好的解析度，用於隔離其被分接的延遲線，包括多個中間延遲級。
2.廣義分接延遲線(例如圖1連同延遲網絡20的內插網絡10)，代替第二級內插器的隔離分接延遲線。該廣義分接延遲線以輸入抽樣率計時並包含中間延遲級(抽頭)，運些中間延遲級與等效的常規轉換器構造一般具有的相比帶有較大數目的數字濾波器加權係數集合。廣義分接延遲線包括a)第一內插網絡(圖1單元10，包括時間自舉濾波器)，用於按照第一抽樣間隔以第一抽樣率內插數據，以提供上升抽樣的內插數據樣本，並具有一個輸入端和n個輸出端，
b)多個分接延遲線(圖1延遲網絡20的單元22、24和26)，包括一個延遲網絡，按照比第一抽樣間隔更高解析度的第二抽樣間隔提供延遲的上升抽樣內插數據。延遲的上升抽樣內插數據樣本的集合圍繞(即先於和後於)一個對應的原始抽樣位置，以及c)一個多路復用網絡(圖1延遲網絡20的單元27，29，31和33)，提供多個T/n間隔的延遲線輸出(抽頭)，包括圍繞所需輸出抽樣時間的較高解析度第二抽樣間隔數據，其中T是輸入抽樣率的樣本之間的期間，而n在圖1轉換器構造中是2。
考慮圖1抽樣率轉換器的操作，詳細的說，由單元17將前置濾波的補償輸入信號提供到內插網絡10的單元13和15。單元17提供的信號用一傳輸函數濾波，該傳輸函數是選擇來最佳化圖1轉換器的總通帶性能，以提供通帶外的噪聲抑制，並提供通帶內最佳化的(即理想平面)增益響應。網絡10的單元13和15處理來自單元17的數據並提供上升抽樣的數據到延遲網絡20。具體地，單元13和15分別用傳輸函數H1(z)和H0(z)內插來自單元17的輸入數據，並提供內插數據輸出到延遲網絡20。圖1實施例中的單元13(H0(z))僅僅傳送來自單元17的原始前置濾波數據到延遲網絡20，即圖1實施例中的H0(z)是一延遲函數。圖1實施例中的單元15(H1(z))內插來自單元17的抽樣數據以提供在來自單元17的樣本中間的插入數據樣本。因此，單元13和15提供的兩個輸出一起包括的數據表示由因數2上升抽樣的前置濾波輸入數據。在其他實施例中，單元13和15提供內插數據列延遲網絡20，該內插數據被用所需抽樣因數上升或下降抽樣，可按需要採用相同或不同的傳輸函數。
來自內插網絡10的單元13的數據經延遲線24和26提供到多路復用器33，並提供到多路復用器27，還經延遲線24提供到多路復用器29和31。來自內插網絡10的單元15的數據經延遲線22提供到多路復用器31和33並提供到多路復用器27和29。在該配置中，網絡20的單元22、24和26包括多個分接的延遲線，它們提供與來自單元17的輸入數據的抽樣間隔相比有較高解析度的延遲上升抽樣內插數據樣本的輸出。多路復用器27，29，31和33多路復用從單元10，22，24和26接收的輸入，以提供上升抽樣延遲樣本的所選集合(從兩個可用集合中選擇)到數據濾波器40。
多路復用器27，29，31和33響應位置表示選擇信號在來自單元10，22，24和26的兩個上升抽樣延遲輸入集合之間進行多路復用，所述位置表示選擇信號識別上升抽樣延遲輸出樣本集合，該集合空間上圍繞(即跨在)轉換器輸出樣本的相應位置，轉換器輸出樣本值由圖1轉換器當前確定。具體地，該選擇信號識別和選擇四個上升抽樣延遲輸出樣本的集合，該集合包括位於圖1轉換器系統確定的相應輸出樣本兩側的兩個上升抽樣延遲輸出樣本。在圖1配置中，輸入到多路復用器27，29，31和33的選擇信號包括濾波器40使用的位置索引信號的MSB(最高有效位)，以空間內插在被處理的兩個輸入樣本之間。
網絡20提供到數據濾波器40的四個上升抽樣延遲輸出樣本的集合包含多個T/n間隔延遲線輸出(抽頭)，該輸出包括圍繞所需輸出樣本時間的較高解析度第二抽樣間隔數據(其中T是來自單元1 7的輸入抽樣數據的樣本間的期間，n在圖1構造中是2)。
用按照本發明原理的有益廣義延遲線布局代替隔離分接的延遲線可導出n為其他值的其他構造。例如，在圖5布局(稍後討論)中，圖1廣義延遲線配置有助於以單個數據速率處理輸入抽樣數據。具體地，圖1配置使濾波器17、內插網絡10和延遲網絡20能夠以輸入抽樣率處理輸入數據。採用廣義延遲線使得以輸入抽樣率工作的轉換器系統電路的比例最大，並允許實現抽樣率轉換功能所需的轉換器電路數量隨之減少(與常規方法相比)。而且，採用廣義延遲線布局有益地能夠以兩個數據速率處理圖1轉換器中數據，具體地是以輸入抽樣率和所需輸出抽樣率。
用數字濾波器40來內插由網絡20提供給濾波器40的第二級良好解析度內插器的四個上升延遲輸出樣本的集合，以便以所需輸出抽樣率提供抽樣數據。在以所需輸出抽樣率提供輸出抽樣數據時，單元40將來自單元20的上升延遲輸出抽樣集合與濾波器40採用的空間位置索引信號一起處理，以空間內插在正被處理的兩個輸入信號之間。
圖1A示出一種示範性性能增強數字濾波器的結構，用於作為圖1抽樣率轉換器配置中數字濾波器40。濾波器40(圖1A)有益地用減少的電路(數目減少的加法器)實現一種良好分辯率的第二級內插功能。利用數學構造和因式分解所需濾波器函數為最小化邏輯實現的一種有益方法來導出濾波器40執行的內插功能。這一有益濾波器函數導出方法的得出是考慮到，可將抽樣率轉換器系統看作包括一個前置濾波器，一個抽樣率轉換器和一個後置濾波器的具有內部相關特性的一個級聯組合。這些特性對於整個轉換器和轉換器內的中間處理級來講包括例如增益和相位響應特性，相位延遲，群延遲，時間延遲。
數學構造和因式分解所需濾波器函數為產生最小化邏輯實現的數學函數的方法在某種程度上由可利用衰減某些濾波器特性來達到實現濾波器函數時的簡化的實施方式來導出。然而，這種數學構造受到濾波器的所需性能要求的限制，結果在因式分解過程期間需要保持特定特性不變。在圖1A轉換器預期的視頻處理應用場合，要求濾波器40最小化通帶中的混迭分量(理想地小於50dB)，同時還保持低複雜性(以實現濾波器40所需的加法器在數目來衡量)。通常性能和複雜性在濾波器設計上具有相反的關係(內插器可視為一個可編程的濾波器)。然而，這兩個目的均可達到，只要從結構上因式分解在此所公開的數學內插函數，由此產生所需濾波器函數的最佳最小化電路實施方式，該實施方式與所需濾波器函數的數學結構緊密相關。
圖6示出用於導出改進的數字濾波器函數的結構因式分解過程的主要單元。該結構因式分解過程包括構造一個數學表達式，該數學表達式將一個濾波器函數表示為一種映射成一個線性運算序列的形式，這些運算可容易地以邏輯電路(即加法器、乘法器和鎖存器)實現。圖6因式分解過程包括確定延遲(例如利用移位寄存器獲得的)，線性轉換和因數組合過程(分別為步驟605，610和615)。結構因式分解步驟605，610和615描述如下。
1.移位寄存器過程605包括以列矢量形式表示內插器的輸出，Sk＝{z-k，k＝0..M}＝轉置([1，z-1，z-2，…，z-M])，其中在任何一個時刻內插器輸出是M+1個鄰接輸入樣本的函數。
2.線性轉換過程610包括表示串行和並行連接的多輸入多輸出雷射器網絡為一個矩陣，Lik(其中i是行指數(上標)，k是列指數(下標))，和矩陣的乘積及和數。通過分解一個矩陣Lik為矩陣表達式獲得最佳最小化雷射器硬體實現。
3.步驟615的因數組合過程通過計算步驟610的線性轉換過程N個輸出(「因數」)的加權和導出濾波器40(圖1A)。對於圖1A的轉換器，限制因數組合器採用單個參數u，參數u用行矢量表示內插空間位置，
Ui＝{u-i，i＝0..M}＝[i，u，u2，…，u(N-1)]給定如下狀態，即u＝0對應於兩個輸入樣本之間一半距離的延遲，u在(-0.5，0.5)內，M是奇數，則Lik具有下列屬性奇數行是係數對稱的而偶數行是係數反對稱的。對於0到0.6的奈奎斯特摺疊頻率提供最小混迭解決方案的包括圖1A濾波器40的四抽頭濾波器(M＝3)的矩陣Lik用下列整數矩陣來近似
實現每一常數所需的加法器(#Lik)的數目為
，加上用於累加的12個加法器該濾波器的直接實現將需要32個加法器，但利用各個行對稱可減少到21個加法器。然而，通過應用結構因式分解方法和將單個矩陣分解為一個矩陣表達式，可進一步使濾波器硬體最小化。這種結構因式分解利用一種因子的存在，該因子包括從矩陣行對稱導出的矩陣Lik中的稀疏矩陣。一個稀疏矩陣是一個包含多個0值元素的矩陣。當填充該稀疏矩陣的常數取決於一個特定矩陣L時，加於Lik的行係數對稱保證具有至少其為值項的一半的稀疏矩陣因子的存在。
對於一個特定的Lik存在許多具有該形式的解決方案。具有最低複雜性的一種構造如下。結構因式分解濾波器40的矩陣Lik以提供
#Lik＝(0+0+2+2)+2acc+(0+1+1+0)+8acc＝16個加法器(其中#Lik是實現所需的加法器數)因此，與直接實施方式相比結構因式分解使該因式分解實施方式所需的加法器數減少50％(即與個32加法器相比需要16個加法器)。圖1A的濾波器40實現這一結構因式分解方案，該方案表示下列函數H(DC)＝I，
μ∈[-.5，.5]濾波器40有益地實現這一最小化結構因式分解函數以提供圖1A抽樣率轉換器輸出，而以單個數據速率(所需輸出抽樣率)處理數據。如圖1A所示，它用三個乘法器(單元43，46和49)和16個加法器(單元51-81)和39個鎖存器實現。與常規函數相比該濾波器函數就減小的通帶混迭分量(對於初步處理類型應用是關鍵的)提供改進的性能。用減小的電路硬體成本的複雜性獲得這一改進的性能。結構因式分解方法也可應用於最佳化和最小化抽樣率轉換器的其他數字濾波器函數。
單元40的結構因式分解濾波器函數(和其他濾波器函數)還可利用其他行屬性。通過例如利用附加的矩陣因子和分解矩陣為下列表達式，可實現這種濾波器40的函數。
#Lik＝(0+0+2+2)+2acc+(0+0+0+0)+5acc＝11個加法器(其中是實施所需的加法器數)。因此，與直接實施方式相比，進一步的結構因式分解使該因式分解實施方式所需的加法器數目減小66％(即相對32個加法器需要11個加法器)。
圖2示出一種濾波器配置，適合於提供圖1單元10內單元13和15的第一內插網絡級(自舉濾波器)的輸出。如前所述，函數H0(z)僅是傳送通過恆等式函數(H0(z)＝z)，從而在提供到延遲網絡20(圖1)之間在圖2的單元200中緩中輸入的前置濾波數據(從圖1單元17)。在由單元200緩衝之後圖2內插器函數內插輸入的抽樣數據以提供在來自單元17的輸入樣本中間的插入數據樣本。H1(z)內插函數，包括加法器(單元204，206和214-232)，換算器(單元202，208，210，212，234和236)和輸出級250。H1(z)示出如下。H1(z)=2-5z-1+11z-2-24z-3+80z-4+80z-5-24z-6+11z-7-5z-8+2z-9128]]>由圖2配備提供的函數H1(z)和H0(z)的最終輸出與輸入數據相比，包括用因子2上升抽樣的內插數據樣本。
圖3是一種有益的複雜性降低的濾波器(與圖1A單元40的高性能濾波器相比，該濾波器可有選擇地用於圖1單元40的抽樣率轉換器配置。圖3濾波器採用9個加法器(單元312，314，318，334，340，349，374，380和392)和兩個乘法器(單元326和352)加上多個D型寄存器延遲級和換算級及其他級。(注意，單元320，342和386從電路用途來講不算作加法器，因為它們僅加上一個數字1的值並無需附加的加法器單元即可實現)。圖3濾波器用於內插並可用於執行寬範圍的抽樣率轉換。圖3濾波器利用一個×32的空間上升抽樣輸出格柵，在所需的輸出空間位置，通過對每一值計算最接近的內插值實現這一點。圖3濾波器實現下列內插函數。
該結構因式分解方法可應用於該函數以將單個矩陣Lik分解為一個矩陣乘積表達式並使濾波器硬體進一步最小化。這種結構因式分解利用這樣一個因子的存在，該因子包括從矩陣行對稱導出的矩陣Lik中的稀疏矩陣。為利用行對稱和稀疏矩陣因子而應用結構因式分解方法，導出下列函數。
圖3濾波器函數的這一有益配置可用比非結構因式分解型式少三個的加法器來實現。該代表所需電路硬體的顯著節省。
圖4示出表示圖3單元40的複雜性降低數字濾波器的係數值和有效濾波器延遲、連同相應位置索引信號的列表。圖4以其×32的空間上升抽樣輸出格柵列出圖3內插濾波器採用的32個空間抽樣位置中每一個的位置索引值和有效濾波器延遲值。位置索引數據420(圖4第一列中)被濾波器40使用以在兩個正被處理的輸入樣本之間進行空間內插。位置索引信號420逐個像素地控制濾波器40的相位。這是這樣來實現的，即通過乘法器326和352(經圖3延遲320-308)並經單元20的乘法器(圖3)在兩個延遲的上升內插數據樣本集合之間進行選擇，該樣本集合圍繞相應的原始抽樣位置。
在圖4第二列中的延遲數據425表示通過濾波器40的實際有效延遲。延遲值範圍從48/32(圖4列425的項0)到17/32(圖4列425的項31)。各個延遲值表示為輸入抽樣期間的幾分之一，因此在持續時間中範圍從1.5到近似0.5輸入樣本。延遲數據425表示通過濾波器40的實際有效延遲，對應於被處理的兩個延遲上升抽樣內插數據樣本集合中的每一個。由位置索引信號420確定被處理的兩個個延遲上升內插數據樣本集合與相應濾波器40延遲之間的選擇。來自單元20多路復用器(圖3)的第一延遲上升內插數據樣本集合的處理涉及圖4第一16個加陰影的空間內插位置(位置索引420的項0-15)中給出的數據項425到445。來自單元20多路復用器(圖3)的第二延遲上升內插數據樣本集合的處理涉及圖4第二16個未加陰影的空間內插位置(位置索引420的項16-31)中給出的數據項425到445。
圖4下四個列430-445示出圖3轉換器的四個抽頭的有效加權係數。這些列430和435中的頭兩個(無延遲的1，和一半時鐘延遲的z-0.5)實際示出圖3內插濾波器的係數C0和C1產生的增益值。最後兩列440和445(z-1-一個時鐘延遲，和z-1.5一個半時鐘延遲)示出最後係數C2和C3級的增益。注意這些是有效係數並不能單獨地定位在硬體中。
圖5示出圖1內插網絡(單元10)和延遲網絡(單元20)的擴展的配置舉例，以提供增強的內插器性能。具體地，圖5示出如何用相應內插網絡520和延遲網絡520代替圖1單元10和20的廣義延遲網絡，以提供較高解析度內插。圖5還示出任何數字濾波器或抽樣率轉換器系統中使用的任何實際分接延遲線(例如延遲線505)，例如，如何可用圖1單元10和20舉例說明的有益廣義延遲線和圖5單元510和520來替換。這種替換產生的改進包括(a)增大以輸入抽樣率工作的抽樣率轉換器電路的比例，和(b)使抽樣率轉換器系統所需的數據速率數隨之減少。在圖1系統中，例如，可以兩個數據速率(輸入抽樣率和所需輸出抽樣率)處理數據。這省去了以中間數據速率處理數據的需要，正如利用常規延遲線505(圖5)配置的系統中通常所要求的。
在圖5廣義延遲線中，內插網絡510包括數字FIR濾波器H0，H1，H2，它們具有相應的衝激響應，各自用等於輸入抽樣間隔的抽樣間隔提供三個不同的輸出信號。然而，來自濾波器H0，H1和H2的三個輸出信號彼此相移並一起表示用因子3對輸入信號的上升抽樣。來自單元510的單元H0，H1和H2的三個輸出信號用延遲網絡520多路復用，以提供多個T/n間隔延遲線輸出(抽頭)，該輸出包括圍繞所需輸出抽樣時間的較高解析度抽樣的數據，其中T是輸入抽樣率樣本之間的期間，n＝3。
網絡520的四個多路復用器響應位置索引輸入信號(結合圖1和4所描述)的兩個最高有效位在來自單元510的濾波器H0，H1和H2的兩個上升抽樣延遲的延遲輸入集合之間進行多路復用。這兩個最高有效位識別來自單元510的樣本集合，該樣本集合在空間上圍繞當前確定的轉換器輸出樣本的位置。具體地，兩個最高有效位識別並選擇包括兩個上升延遲輸出樣本的樣本集合，這兩個輸出樣本位於被確定的輸出樣本的兩側。
圖1-3和5的構造不是唯一的。按照本發明原理可導出實現同樣目的的其他構造。此外，利用所公開的結構因式分解方法來分解濾波器係數矩陣表達式可導出大量的有益濾波器函數。而且，廣義延遲線概念可用於提供從輸入抽樣率到實際的任何輸出抽樣率的成本節省、通用、靈活的抽樣率轉換。
在微處理器或其他控制器的編程指令內可全部或部分地實現所公開的抽樣率轉換器和濾波器功能。而且，所公開的本發明原理可用於任何濾波或抽樣率轉換器應用，包括例如，不同視頻標準之間的轉換，多媒體複合圖像生成，用於數字數據存儲的數據處理如CDROM或DVD應用及數字解調。
權利要求
1.一種用於對抽樣數據濾波的數字濾波器，其特徵在於延遲網絡(20)，用於延遲輸入抽樣數據以提供多個延遲的抽樣數據輸出；濾波器網絡(40)，可用分解的係數加權矩陣來表示，該係數加權矩陣用於處理所述延遲的抽樣數據輸出；以及處理器(40)，通過計算所述延遲抽樣數據輸出和所述係數加權矩陣的加權乘積之和產生經濾波的輸出。
2.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述分解的係數加權矩陣包括一個結構因式分解的矩陣。
3.如權利要求2所述的數字濾波器，其特徵在於所述結構因式分解的矩陣採用根據一種屬性導出的因子，該屬性包括下列中的至少一個，(a)係數矩陣行對稱，和(b)係數矩陣列對稱。
4.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於通過至少下列手段之一導出所述分解的係數加權矩陣，(a)用公共行因子因式分解第一係數加權矩陣，和(b)根據至少下列方式之一因式分解第一係數加權矩陣，(i)係數矩陣行對稱，和(ii)係數矩陣列對稱。
5.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於通過利用一個稀疏矩陣因式分解第一係數加權矩陣來導出所述分解的係數加權矩陣。
6.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述分解的係數加權矩陣表示一個多輸入、多輸出濾波器網絡。
7.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於一個用於內插抽樣數據的內插網絡，以提供所述輸入抽樣數據。
8.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述處理器在產生所述經濾波的輸出時響應抽樣空間位置索引信號。
9.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述處理器包括一個因數組合器，用於導出表示線性變換過程的因數的加權和。
10.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述分解的係數加權矩陣呈現如下形式0030-14-2-11-1-113]]>。
11.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述數字濾波器提供函數H(z)=[12]0030-14-2-11-1-1131z-1z-2z-3]]>其中u是一個抽樣空間位置表示信號，z表示輸入抽樣。
12.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述分解的係數加權矩陣呈現如下形式，
13.如權利要求1所述的數字濾波器，其特徵在於所述數字濾波器提供下列函數，其中u是抽樣空間位置表示信號，z表示輸入抽樣H(z)=[123]1203640010231280031128000018011001-101-1-111-33-11z-1z-2z-3]]>。
14.一種對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於包括步驟延遲輸入抽樣數據，以提供多個延遲的抽樣數據輸出；利用由一個結構因式分解係數加權矩陣表示的濾波器網絡處理所述延遲的抽樣數據輸出；以及通過計算所述延遲抽樣數據輸出和所述係數加權矩陣的加權乘積之和產生經濾波的輸出。
15.如權利要求14所述的對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於所述結構因式分解矩陣包括一個係數加權矩陣，該矩陣採用根據一種屬性導出的因數，該屬性包括下列中的至少一個，(a)係數矩陣行對稱，和(b)係數矩陣列對稱。
16.如權利要求14所述的對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於包括步驟通過至少下列手段之一導出所述結構因式分解的矩陣，(a)用公共行因子因式分解第一係數加權矩陣，和(b)根據包括至少下列之一的一種屬性因式分解第一係數加權矩陣，(i)係數矩陣行對稱，和(ii)係數矩陣列對稱。
17.如權利要求14所述的對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於包括步驟所述結構因式分解矩陣包括分解的係數加權矩陣，該矩陣是通過利用稀疏矩陣因式分解第一係數加權矩陣而導出的。
18.如權利要求14所述的對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於包括步驟利用一個濾波器網絡處理所述延遲的抽樣數據輸出，該濾波器網絡利用一個係數加權矩陣，包括，0030-14-2-11-1-113]]>。
19.如權利要求14所述的對抽樣數據濾波的方法，其特徵在於包括步驟利用一個濾波器網絡處理所述延遲的抽樣數據輸出，該濾波器網絡利用一個係數加權矩陣，該矩陣包括，
全文摘要
一種對抽樣數據濾波的數字濾波系統,它包括一個延遲網絡(20),用於延遲輸入抽樣數據,以提供多個延遲的抽樣數據輸出。該濾波系統還包括一個濾波器網絡(40),可用分解的係數加權矩陣來表示,該係數加權矩陣用於處理延遲的抽樣數據輸出。一個處理器(40)通過計算延遲抽樣數據輸出和係數加權矩陣的加權乘積之和產生經濾波的輸出。通過用一公共行因子和/或稀疏矩陣因式分解第一係數加權矩陣或通過根據矩陣行對稱或列對稱因式分解導出分解的係數加權矩陣。
文檔編號H03H17/06GK1267959SQ0010263
公開日2000年9月27日 申請日期2000年2月24日 優先權日1999年2月24日
發明者戴維·L·麥克尼利 申請人:湯姆森特許公司