電磁讀感器的製作方法

2023-09-14 05:02:55 7

專利名稱：電磁讀感器的製作方法
技術領域：
本發明涉及使用電磁感應器的系統，即可能被一個稱為讀和/或寫終端的單元(通常是固定的)非接觸和無線詢問的收發信機(最經常是移動的)。本發明更通常涉及一種不具有獨立電源的感應器的讀和/或讀/寫終端。這種感應器從讀/寫終端的天線輻射的高頻電磁場中提取它所包含電路所需的電能。本發明應用於這樣的終端，即只讀取感應器數據(例如，電子標籤)，或者可能改變感應器數據的讀/寫終端(例如，非接觸式智慧卡)。
背景技術：
利用電磁感應器的系統是基於使用這樣一種振蕩電路，該振蕩電路包括在感應器端和讀/寫終端上纏繞形成天線。當感應器進入讀/寫終端的電磁場時，這些電路用來通過近磁場耦合。
圖1非常示意地表示了常規的讀/寫終端1和感應器10之間數據交換系統的例子。
通常，終端1必須由一個串聯振蕩電路形成，該振蕩電路由在放大器或天線耦合器3的輸出端2和基準端4(通常是地)之間串聯的電感L1、電容C1和電阻R1形成。天線耦合器3接收由屬於控制和數據採用電路5的調製器(未示出)產生的高頻發射信號，該控制和數據採用電路5除了其它電路以外還包括數據機和用於處理控制信號和數據的微處理器。電路5還包括提供高頻基準信號的石英振蕩器。此基準信號在某些情況下用作相位解調器6(Δφ)的基準信號REF，該相位解調器6具有解調感應器10所產生的可能數據發射的功能。信號REF除了可以從電路5，即直接從石英振蕩器中提取以外，還可以從天線耦合器3的輸出端2(圖1，虛線9)中採樣獲得。
感應器10必須包括並聯振蕩電路，該並聯振蕩電路由在控制和處理電路13的兩個輸入端11、12之間並聯的電感L2和電容C2形成。輸入端11和12實際連接到整流裝置(未示出)的輸入端，整流裝置的輸出形成感應器內部電路的直流電源端。這些電路通常必須包括微處理器、存儲器、用於解調從終端1收到的信號的解調器、和用於將信息發射到該終端的調製器。
在從該終端到感應器沒有數據傳輸時，高頻激勵信號僅用作電源。
例如，通過調製遠距離供電載波的幅度，執行從該終端到感應器的可能的信息傳輸。
從感應器10到終端1的信息傳輸通常通過改變振蕩電路的負載L2、C2來進行，因此感應器可以從高頻磁場取出或多或少的電能。在終端1可以檢測到這種變化，只要高頻激勵信號的幅度保持恆定。相應的，感應器的電源變化可以轉換為天線L1中電流的幅度和相位變化。然後，例如通過終端1的相位解調器6檢測這種變化。為此，例如，解調器6接收到通過解調器6的輸入端和地4之間電阻R3的電流電壓轉換產生的有用信號UTI。電阻R3例如藉助與振蕩電路串聯的強度變換器7將振蕩電路R1、L1、C1測量的電流轉換成電壓。強度變換器7在圖1中已經用兩個線圈7′、7″表示。主線圈7′與振蕩電路串聯。次線圈7″第一端接地，第二端接相位解調器6的輸入端。
為了能從感應器向終端傳送數據，在比終端振蕩電路的激勵信號頻率(例如13.56MHz)更小(通常至少是十分之一)的所謂子載波頻率(例如847.5kHz)控制感應器的調製級(未示出)。感應器端的負載變化通常藉助用於控制電阻或電容的電子開關改變振蕩電路的負載L2-C2來進行。在子載波頻率控制該電子開關以使感應器的振蕩電路周期經受由於其採用電路13所形成負載導致的額外阻尼衰減。
在感應器的電子開關閉合的子載波半周期內，解調器6檢測到高頻載波相對基準信號REF的輕微相移(幾度，或者甚至小於一度)。然後，解調器6的輸出8返回一個信號，該信號是感應器電子開關的控制信號的圖像，它可以被解碼來恢復發射的二進位數據。
常規利用相位解調器的讀/寫終端所出現的問題在於當兩個振蕩電路調諧到遠距離供電頻率(13.56MHz)時，在信號被相應於該遠距離供電頻率解調的頻率，相位解調器的頻率響應表現為零。
此現象如圖2所示，圖2示意地表示相位解調器6的響應。圖2表示在解調器6輸出的電壓V8根據檢測到相移的載波頻率的形狀。如圖說示，電壓在頻率f0時變成零，對於給定的耦合係數，頻率f0相應於感應器振蕩電路L2-C2的諧振頻率(f=1/2LC).]]>為解決此問題，振蕩電路通常失諧，以使終端和感應器的兩個振蕩電路不都調諧到遠距離供電載波頻率上。
但是，這樣導致的缺點在於對感應器遠距離供電造成負面影響，因此對系統範圍也會造成負面影響。實際上，當終端和感應器的兩個振蕩電路都調諧到載波頻率時，感應器收到的電能最大。
另一個問題在於製造用于振蕩電路的製造公差，特別是感應器的電容C2的公差通常是10％的數量級。相應的，這些製造公差的有效性導致為了安全性的原因必須略微偏離載波頻率f0，以保證終端的相位解調。
因此，常規系統的一個明顯的缺點在於必須在遠距離供電和終端的相位解調能力之間做出妥協。
此外，這種妥協難以平衡，因為相位解調器響應的「空隙(gap)」位置隨著振蕩電路之間的互感而變化。現在，這種互感依賴於天線L1和L2離開終端和感應器的距離，因此也就依賴於傳輸時感應器與終端的相對位置。
這種變化如圖3所示，圖3表示對於感應器和終端之間的多個間隔，電壓與頻率特性的例子，其中電壓表示感應器遠距離供電電壓，例如，電容C2兩端的電壓V2，其中f對應於終端串聯振蕩電路的激勵頻率。
圖3所示的不同曲線是為調諧到頻率f0的振蕩電路畫出，這些振蕩電路是形狀大小具有遠距離供電載波諧振頻率的終端和感應器的振蕩電路。曲線g1、g2、g3、g4、g5和g6表示感應器和終端之間的距離逐漸減小。換句話說，表現出集中在頻率f0的小拱形的曲線g1實質上對應於系統的極限範圍。距離越近，電壓與頻率特性形成的峰值越高，如曲線g2、g3和g4所示。曲線g4說明最佳的耦合位置，即，在該距離耦合通過感應器在頻率f0收到的最大遠距離供電幅度優化。比這個距離更短，即如果感應器更接近終端1，電壓幅度表現為降低(曲線g5)，隨著電感L1和L2之間的間隔減小，電壓幅度降低得越多(曲線g6)，電壓V2在頻率f0周圍的頻率表現出最大值。結果，通過使形成振蕩電路的諧振頻率相對載波頻率移動，該系統的垂直操作軸在圖3的特性圖中移動，相應的，至少對於曲線g1到g4，恢復的遠距離供電電壓降低，與組件製造公差有關的相位解調器的相位空隙和此相位空隙相對電感之間距離的位置變化的問題使得常規系統不太可靠。
第一種解決方案是用幅度解調器來代替相位解調器。實際上，感應器對終端振蕩電路引起的電荷變化還表現為輕微的幅度變化，該幅度變化可以通過終端振蕩電路的電流或電容C1兩端電壓的測量值檢測到。
但是，這種解決方案只是調換了問題，因為幅度解調器的頻譜響應也表現出解調空隙，即在解調器輸出獲得的電壓為零的頻率。與解調空隙位置隨著振蕩電路之間耦合的有效性變化有關的，振蕩電路的諧振頻率由於電容製造公差的有效性變化，導致實際上使用幅度解調器會面臨與使用相位解調器大致相同的問題。
文件WO-A-9618969描述了一種無接觸式收發信機系統，其中讀感器既使用相位解調器又使用幅度解調器，並選擇展現最佳電平的輸出信號。
但是，此文件所述的解決方案並不十分令人滿意。實際上，它並不能真正改變接收時選擇相位解調和幅度解調，因為兩個解調器解調的信號不必同步。
此外，與振蕩電路的製造公差及其操作偏移有關的缺陷依然存在。

發明內容
本發明的目的在於提供一種新穎的解決方案，用於解決負責恢復感應器所傳送數據的相位解調器和幅度解調器的響應問題。
本發明更具體的目的在於提供一種由讀/寫終端實現而不需要改變感應器的解決方案。特別是，本發明的目的在於提供一種可用現有的感應器操作的解決方案。
本發明的目的還在於提供一種電磁感應器的新型讀/寫終端，其中解調器對感應器所傳送數據的響應得到優化，而且基本上與振蕩電路的諧振頻率和載波頻率無關。
本發明的目的還在於提供一種對感應器諧振電路可能的操作偏移不靈敏的解決方案。
本發明的目的還在於提供一種去掉終端和/或感應器振蕩電路可能的製造差量的解決方案。
本發明的目的還在於提供一種優化傳輸系統範圍的解決方案。
為了實現這些和其它的目的，本發明提供一種用於解調電磁感應器所傳送信號的電路，包括變量傳感器，該變量是感應器對振蕩電路所形成負載的函數、相位解調器和幅度解調器，兩者至少在功能上平行並接收來自所述傳感器的信號、由所述解調器提供結果的加法器、和與所述解調器的第一個串聯的延遲元件，用於補償兩個解調器之間可能的傳播時間差。
根據本發明的一個實施例，該電路還包括由所述延遲元件根據所述加法器提供的信號引入延遲的調整器。
根據本發明的一個實施例，與延遲元件有關的所述第一解調器是幅度解調器。
根據本發明的一個實施例，所述調整器包括整流單元，其輸入連接到加法器的輸出；
比較器，第一輸入接收所述整流單元提供的信號，第二輸入接收基準信號，比較器的輸出控制所述延遲元件。
根據本發明的一個實施例，所述延遲元件由與所述第一解調器串聯的可控電阻單元和將電阻單元的一端連接到基準電壓的電容單元形成。
根據本發明的一個實施例，所述電阻單元由場效應管形成，場效應管的柵極接收由所述調整器提供的調整信號並調節其串聯電阻。
根據本發明的一個實施例，所述解調器、加法器、延遲元件和調整器由數位訊號處理器形成。
根據本發明的一個實施例，所述傳感器測量振蕩電路中的電流或振蕩電路一個或多個元件兩端的電壓。
本發明還提供一種產生電磁場的終端，該終端能夠在至少一個感應器進入該電磁場時與所述感應器通信。
本發明還提供一種用於解調電磁感應器所傳送信號的方法，包括測量一個變量，該變量是感應器對振蕩電路所形成負載的函數；相位解調所測量的信號；幅度解調所測量的信號；延遲至少一個解調相對另一個的第一結果；兩個解調器的結果相加；和根據相加的結果調整所述第一解調結果帶來的延遲。
根據本發明的一個實施例，該方法由數字處理裝置實現。
根據本發明的一個實施例，該方法由模擬電路實現。
本發明的上述目的、特徵和優點將在下面結合附圖的具體實施例不受限制的描述中詳細討論。


上述的圖1到3用來表示現有技術和要解決的問題；圖4非常示意地表示根據本發明的，與電磁感應器有關的讀/寫終端的實施例；圖5說明幅度解調器的電壓與頻率特性；圖6說明本發明解調電路的電壓與頻率特性；和圖7以方框圖的形式根據本發明解調電路的更詳細的實施例。
具體實施例方式
相同的元件在不同的附圖中用相同的附圖標記表示。為了清楚，圖2、3、5和6不是按比例畫出的。還為了清楚，只在附圖中表示並隨後描述對理解本發明所必要的元件。特別是，終端和感應器的控制、處理和採用電路沒有詳細表示，也不是本發明的目的。
本發明的特徵在於在電磁感應器讀/寫終端提供一種解調電路，該解調電路為了根據終端振蕩電路中信號的測量值從感應器調製電路中提取圖像，將幅度解調和相位解調的結果相加，同時將這兩個結果的其中一個相對於另一個延遲。該延遲能夠解決兩個解調結果的同步問題。然後可以利用它們的和，這比選擇兩個結果中的一個簡單得多。
此外，兩個解調之間的傳播延遲差得以補償，避免了與振蕩電路組件的製造公差有關的問題。
根據本發明的優選實施例，根據在解調電路輸出提供的信號控制帶給其中一個解調結果的延遲。這種控制能夠補償終端振蕩電路諧振頻率可能的偏移。因此優化系統範圍。
圖4示意地表示根據本發明的讀/寫終端20的實施例。圖4中，終端20表示成與常規感應器10有關。
如前所述，感應器10必須由並聯振蕩電路形成，該並聯振蕩電路由採用和處理電路13兩端11、12之間的電感L2和電容C2並聯形成。
還是如前所述，終端20是基於串聯振蕩電路，該串聯振蕩電路由電阻R1、電感L1和電容C1形成。此振蕩電路與放大器或天線耦合器3的輸出端2和地4之間的強度變換器7串聯。終端20由電路5控制和採用，該電路5必須集合微處理器、石英振蕩器、調製器和供電裝置。用於測量串聯振蕩電路電壓或電流的強度變換器7或任何類似的其它裝置在解調電路21的輸出提供信號UTI。該解調電路與常規電路(圖1)相同接收基準信號REF(來自電路5或來自終端2)，信號UTI和REF都在遠距離供電載波頻率。電路21包括並聯的相位解調器6(Δφ)和幅度解調器22(ΔA)。相位解調器6和幅度解調器22各自的輸出端23和24接收要測量的信號UTI。解調器6和22各自的基準端25和26接收基準信號REF。解調器6和解調器22各自的結構都是常規的。隨後將參照圖7描述實施例。
根據本發明，解調器6和22各自的輸出27、28在加法器29中混合，加法器29的輸出30提供作為感應器10調製信號圖像的信號，即發送到電路5的解調結果。此外，其中一個解調器與延遲元件31(τ)，例如延遲線串聯，以便補償相位解調器6和幅度解調器22之間可能的傳播時移。
優選地，延遲元件31與相位解調器而不是幅度解調器有關。因此簡化相位解調器的形成。實際上，幅度解調器和相位解調器都包括低通濾波器。但是相位解調器的低通濾波器的形成通常比幅度解調器的濾波器難。相應的，通過將延遲線轉移到幅度解調器側，可以避免對相位解調路徑引入額外的幹擾。
優選地，延遲元件31是可以設置的，而且它的設置輸出由負責控制延遲的調整器50(REG)用相對加法器29所提供(解調)輸出信號的基準值控制。實際上，該基準值表示在加法器的輸出期望的電平。
圖5說明幅度解調器的電壓與頻率特性。如前所述，與相位解調器相同，該特性表現出幅度解調器的操作空隙(頻率f′0)，即解調器的輸出電壓V28(或V22)在電路L1、C1的諧振頻率f′0變成零或接近零。
但是，對於給定的電路，即對於給定的載波頻率和與振蕩電路之間給定互感有關的這些電路組件的給定大小，解調空隙對於相位解調器(頻率f0)和幅度解調器(頻率f′0)的頻率是不同的。因此，通過混合兩個解調器獲得的各自的結果，例如如圖6所示的電壓與頻率特性中不再有解調空隙，即不再會得到在電路21的輸出電壓30變成零的頻率。
圖7以方框圖的形式表示根據本發明的解調電路21的優選實施例。
相位解調器24例如是基於使用異或門31。異或門31在第一輸入32接收基準信號REF，在第二輸入33接收有效信號UTI。輸入信號頻率相同並在輸入端32和33之前整形。特別是，這些信號在靜止狀態彼此相移90°，即在不存在相位調製的情況下它們經歷的基本相移90°。在圖7所示的例子中，基準信號REF在移相器34中移相90°。此外，有效和基準信號通常在輸入32和33上行的各個鉗位電路35和36中鉗位。異或門31的輸出提供相對信號UTI和REF頻率的雙倍頻率。此輸出驅動平均器37，平均器37例如以簡化的方式由電阻R和電容C形成。平均器37還形成低通濾波器，並與放大器38串聯，以使在輸出27獲得可接受的幅度。
幅度解調器22例如基於乘法器41，將信號UTI和REF接收為輸入信號。乘法器41的輸出發送到低通濾波器42，該低通濾波器42形成實際幅度解調器的輸出。此輸出發送到本發明延遲裝置31的輸入。
並行相位和幅度解調分支的輸出27和28在加法器29中相加，加法器29的輸出30提供解調結果。
根據所示的優選實施例，延遲元件31由場效應管51(例如，JFET電晶體)和電容元件52形成。電晶體51連接濾波器42的輸出與加法器29的輸入28(或幅度解調分支的輸出28)。電容52使端子28接地。電晶體51的柵極形成延遲單元31的設置輸入端。因此形成電阻和電容單元(cell)，它的時間常量可以通過改變電晶體51在開狀態的串聯電阻來設置。
調整器50例如由整流元件53形成，整流元件53的輸入連接到加法器29的輸出30，整流元件53的輸出連接到比較器54(COMP)的第一輸入。比較器54的第二輸入接收預定基準信號ENT。比較器54提供改變電晶體51柵極電壓的信號(模擬的)，從而改變其串聯電阻。因此以線性方式控制電晶體51。整流器53的功能是將加法器30(大致正弦)的輸出信號轉換成直流電平，表示與基準電平ENT比較的RMS值。該整流器由於速度原因優選地是全波整流器。
基準信號ENT根據期望的操作頻率變化用經驗確定，以保證電晶體51的控制信號使電晶體處於正確的延遲範圍。
也可以設想其它的延遲元件結構。例如，可變換的電阻網可用於改變延遲。
本發明的一個優點在於解調電路21不再表現出解調空隙。不需要幹預相位和幅度解調器就能夠實現這個結果。實際上，根據本發明，在幅度和相位解調器頻譜中出現解調空隙不再是問題。如果該系統處於這樣一種結構中，即相位或幅度解調器的其中一個提供太低的信號，那麼另一個解調器將提供正確的結果。
本發明的另一個優點在於它與感應器無關。因此，不必改變現有的感應器以使它們與根據本發明的讀/寫終端操作。
本發明的另一個優點在於即使在讀/寫終端，對常規終端所需做的改變也有限。特別是，本發明不需要改變常規解調器的輸入/輸出。實際上，本發明的電路21與常規相位解調器相同，需要基準信號輸入、有效信號輸入，和提供解調結果的輸出。根據優選實施例，只是必須增加調整器的基準輸入ENT。
本發明的另一個優點在於通過調整延遲，在解調電路輸出確保最佳電平。因此優化系統範圍，而與終端振蕩電路頻率操作中可能的偏移無關。
當然，本發明有可能做出對於本領域技術人員很容易出現的替換、改變和改進。特別是，本發明解調電路的實際形成是在本領域技術人員根據上文給出的應用和功能啟示的能力範圍內的。此外，應當注意也可以使用其它類型的相位和幅度解調器，只要在並行的其中一個解調分支上(至少功能上)使用延遲線，以便補償兩個分支可能的傳播時間差。例如，幅度解調器可以基於峰值檢測。此外，儘管上述的本發明是關於藉助強度變換器對終端振蕩電路的信號進行測量來描述的，但也可以採用其它的測量裝置，例如電容C1兩端的電壓測量。
最後，儘管本發明是關於假設模擬實現元件的實施例描述的，但是也可以通過數字裝置，例如通過數位訊號處理器(DSP)或者甚至軟體來實現。
在本發明的應用中，將更具體地提及無接觸式智慧卡(例如，用於進入控制的身份卡、電子錢包卡、用於存儲關於持卡者信息的卡、消費者誠信卡、收費電視卡等等)的讀感器(例如，進入控制終端或門廊、自動售貨機、計算機終端、電話終端、電視或衛星解碼器等等)。
這種替換、改變和改進將成為本說明書的一部分，並在本發明的精神和範圍內。相應的，上面的描述僅是舉例，而不是限制。本發明只受到下文權利要求書及其等同物的限制。
權利要求
1.一種用於解調電磁感應器所傳送信號的電路，包括變量傳感器(7)，該變量是感應器對振蕩電路(L1、C1)所形成負載的函數；相位解調器(6)和幅度解調器(22)，兩者至少在功能上平行並接收來自所述傳感器的信號；由所述解調器提供結果的加法器(29)；和與所述解調器的第一個串聯的延遲元件(31)，用於補償兩個解調器之間可能的傳播時間差。
2.權利要求1的電路，其特徵在於，還包括所述延遲元件(31)根據所述加法器(29)提供的信號引入延遲的調整器(50)。
3.權利要求1的電路，其特徵在於，與延遲元件(31)有關的所述第一解調器是幅度解調器(22)。
4.權利要求1的電路，其特徵在於，所述調整器(50)包括整流單元(53)，其輸入連接到加法器的輸出(29)；比較器(54)，第一輸入接收所述整流單元提供的信號，第二輸入接收基準信號(ENT)，比較器的輸出控制所述延遲元件(31)。
5.權利要求1的電路，其特徵在於，所述延遲元件(31)由與所述第一解調器(22)串聯的可控電阻單元(51)和將電阻單元的一端連接到基準電壓的電容單元(52)形成。
6.權利要求5的電路，其特徵在於，所述電阻單元(51)由場效應管形成，場效應管的柵極接收由所述調整器(50)提供的調整信號並調節其串聯電阻。
7.權利要求1的電路，其特徵在於，所述解調器(6，22)、加法器(29)、延遲元件(31)和調整器(50)由數位訊號處理器形成。
8.權利要求1的電路，其特徵在於，所述傳感器(7)測量振蕩電路(L1、C1)中的電流(I)或振蕩電路一個或多個元件兩端的電壓。
9.一種產生電磁場的終端(20)，該終端能夠在至少一個感應器(10)進入該電磁場時與所述感應器通信，包括權利要求1到8任何一個的解調電路(21)。
10.一種用於解調電磁感應器所傳送信號的方法，包括測量一個變量，該變量是感應器對振蕩電路(L1、C1)所形成負載的函數；相位解調所測量的信號；幅度解調所測量的信號；延遲至少一個解調相對另一個的第一結果；兩個解調器的結果相加；和根據相加的結果調整所述第一解調結果帶來的延遲。
11.權利要求10的方法，由數字處理裝置實現。
12.權利要求10的方法，由模擬電路實現。
全文摘要
本發明涉及一種用於解調電磁感應器所傳送信號的方法和電路，包括變量傳感器，該變量是感應器對振蕩電路所形成負載的函數、相位解調器和幅度解調器，兩者至少在功能上平行並接收來自所述傳感器的信號、由所述解調器提供結果的加法器、和與所述解調器的第一個串聯的延遲元件，用於補償兩個解調器之間可能的傳播時間差。
文檔編號H03D5/00GK1467920SQ0314270
公開日2004年1月14日 申請日期2003年6月6日 優先權日2002年6月6日
發明者吉恩-皮埃爾·昂吉恩特, 吉恩-皮埃爾 昂吉恩特 申請人:St微電子公司