具有主動箝位電路的正-反激變換器的製作方法
2023-09-19 23:23:50
專利名稱：具有主動箝位電路的正-反激變換器的製作方法
技術領域：
本發明公開了一種具有主動箝位電路的正-反激變換器 (forward-flyback converter ),尤其是指一種用於在寬負載變動範圍 下可同時兼顧重載及輕載輸出時的轉換效率，且兼具成本效益的隔離式柔 性切換直流-直流變換器。
背景技術：
由於目前市面上電子產品的功能加強，因而需要電源供應器提供更大 的輸出能量，同時又希望產品的體積小、重量輕，這些趨勢形成對電源變 換器的兩大需求提高功率密度和改善轉換效率。基於這兩個需求，能將 能量連續傳遞到輸出端且具有柔性切換功能的主動箝位正-反激變換器及 其衍生電路開始被大量應用在各種電源產品上。
傳統的主動箝位正-反激變換器如圖l所示，其具有用於供應直流輸入
電壓的直流電源Vin、主要開關S!、輔助開關S2、諧振電感Lr(多為變壓器 漏感)、諧振電容Cr (為開關Si和S2的極間電容之和)、箝位電容Cc、具有 一次側繞組N!、第一二次側繞組N2和第二二次側繞組N3的變壓器Tr (N"
N2和N3的匝數比為w: n2: n3 )、第一二極體D!、第二二極體D2、輸出電感 L。、輸出電容C。以及負栽RL。該主動箝位正-反激變換器可以輸出穩定的直 流電壓V。。因為變壓器T^次側採用中心抽頭式設計，所以輸入能量在主 要開關S!導通或截止期間都能傳遞到輸出端，使得該電路具有較大的能量 處理能力。同時，在一個切換周期內，電流可連續地輸出，使得輸出電容 Co上的電流漣波較小，因而所需的輸出濾波器容值也較小。另外，採用主 動箝位的零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS )設計使該電路的開關切換損失可以有效地降低，因此可以選用較高的開關切換頻率以減小被動元件的體積和重量。主動箝位式設計是利用輔助開關S2和箝位電容Cc串聯組成的箝位電路，以達到在主要開關S!截止時開關跨壓箝制和變壓器磁性重置的目的，同時，此電i^各藉助於互補式的驅動，可實現兩個開關S!和S2的零電壓切換。由於主動箝位電路利用精簡的結構即可實現柔性切換、開關跨壓箝制和變壓器磁性重置，因此具備低成本的優點。
主動箝位正-反激變換器的主要開關St零電壓切換是發生在輔助開關S2截止後且主要開關Si開啟前的一小段預設的死區時間，在此區間，流經主要開關S!的電流is!振蕩至負值以便將開關極間電容放電至O，接著迫使主要開關S!的反並聯二極體導流，並在該反並聯二極體導流期間將主要開關S!開啟，以實現主要開關Si的零電壓導通。然而實際的電路運行卻無法如
上所述順利地實現主要開關S!的零電壓切換，其原因說明如下。圖2為主動箝位正-反激變換器的開關才及間電容的;^文電過程示意圖。此時的第二二次側
繞組N3的電流iN3逐漸下降，第一二次側繞組N2的電流iN2逐漸上升，依據安培定律，隨著iN2和iN3的逐漸變化， 一次側繞組Ni的電流ifJi將從流出d0t轉
成流入dot。當iNi轉成流入dot後，電流isi將迅速變小，開關^L間電容C^文電速度因而急劇減小。由於此特性，使得vcr無法在主要開關Si開啟前降至O,因此無法有效地實現主要開關Si導通時的零電壓切換，並造成轉換效率降
低，此缺點在重載輸出時尤其嚴重。為解決此缺點，本領域的技術人員已
通過在第一二次側繞組N2和第一二極體Di之間加入額外電感或容易飽和的磁放大器(Saturable Reactor)等方法來抑制第一二次側繞組>72的電流&2在開關極間電容Cr放電時的上升速度。額外感抗元件的加入確實有助於主要開關Si實現零電壓切換，並有效地解決開關過熱的問題，但此外加的感抗元件在高頻操作的設計下卻會引起不小的4東損，故此問題的解決尚有改善的空間。
不同於主動箝位正-反激變換器在重載輸出時低轉換效率的表現，主動
箝位反激變換器因為沒有順向傳遞能量的第一二次側繞組N2，所以在開關極間電容Cr放電時，諧振電流iLr不會由於二次側電流的產生而急劇變小，
進而影響主要開關St的零電壓切換的功能。在主動箝位反激變換器中，其諧振電流iLr的峰值和谷值由負載R!^的大小確定。當負載Rt較大時，諧振電 流iLr會有較大的峰值和谷值，因此在重載輸出時有利於主要開關Si的零電 壓切換。
為了有效地改善主動箝位正-反激變換器在重載輸出時的零電壓切換 機制，引用主動箝位反激變換器的零電壓切換設計形成了可行的策略。此 夕卜，近年來由於電源設備寬負載變動的需求，使得輕載操作時的效率表現 逐漸被重視。主動箝位正-反激變換器在輕載操作時，二次側的兩路分支都 有電流流過，形成不必要的導通損失。在Intel最新公布的電壓調整模塊 (Voltage Regulator Module, VRM)的規範(VRM/EVRD 11.1)中，規定 了在提高輕載下效率的要求，雖然目前使用隔離式電源變換器的通訊、網 絡系統或其它工業領域尚未定出此規範，但不久的將來極有可能提出此需 求。
發明內容
因此，發明人鑑於公知技術的缺點，考慮改進發明的意念，終於發明 出本申請的"具有主動箝位電路的正-反激變換器"。
本申請的主要目的在於提供一種用於在寬負載變動範圍下可同時兼 顧重載及輕載輸出下的轉換效率的主動箝位正-反激變換器。在重載輸出 下，其運用主動箝位反激變換器零電壓切換的機制來改善傳統主動箝位正 -反激變換器諧振電流不足的缺點；在輕載輸出下，其利用延長諧振電流由 負轉正的時間來確保開關能夠實現零電壓切換，且設計成使反激子電路的 二極體沒有足夠的正偏壓，使該子電路無法繼續工作，這樣可減少不必要 的元件功率損失。
本申請的下一目的在於二次側的反激子電路設計在連續導通模式 (Continuous Conduction Mode, CCM)下，且其二極體的陰極連接至輸出 電容的正極端，所以在主要開關截止時，變壓器重置(Reset)的磁能可經 由反激子電路的二次側繞組直接傳遞至輸出電容和負載端，有利於能量的 轉換。
8本申請的再一目的在於在二次側的正激子電路中增加了一個飛輪二
極管(FlywheelingDiode),使輸出電感的放磁電流斜率不受箝位電容的電壓影響，且該輸出電感設計在不連續導通模式(Discontinuous ConductionMode, DCM)下，所以主要開關的責任周期比D會隨著負載變輕而自動縮小，箝位電容的電壓也會隨著責任周期比縮小而降低。在負載持續變輕的情況下，該箝位電容的電壓會低到使耦合到反激子電路的二次側繞組的跨壓不足以將反激的二極體正偏，此時，反激子電路將不再工作，這樣可減少不必要的元件功率損失，使得本發明的電路在輕載下的效率得以提高。同時，此機制的啟動點可通過設計一、二次側繞組的匝數比來確定，該啟動點一般多選擇在效率太低的負栽工作點上。
本申請的又一目的在於在輕載下僅剩DCM操作的正激子電路繼續工作，所以本發明的電路等效於主動箝位的DCM正激變換器，由於此結構的諧振電流由負轉正的過程不再受反激子電路影響，故其電流變化斜率為較平緩的線段。當負載變輕時，諧振電流為負的時間將會延長，此特性有助於實現輕載下的開關零電壓切換。
本申請的另 一 目的在於可利用二次側的創新連接關係使二極體的反向偏壓比傳統的主動箝位正-反激變換器低，所以可選用低成本的低耐壓元件。且輸出電感由於操作在DCM,故所需的電感值將遠小於傳統的主動箝位正-反激轉換電路的電感值，因此可降低電感的體積和成本，所以本發明兼具成本效益。
為了讓本發明的上迷目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉優選實施例並配合所附圖示進行如下的詳細說明
圖1:其為顯示傳統的主動箝位正-反激變換器的電路圖2:其為顯示傳統的主動箝位正-反激變換器極間電容放電的工作示意圖3:其為顯示依據本發明構想的第一優選實施例的降升壓式主動箝位正-反激變換器的電路示意圖4:其為顯示依據本發明構想的第二優選實施例的升壓式主動箝位正-反激變換器的電路示意圖5:其為顯示依據本發明構想的第三優選實施例的降壓式主動箝位正-反激變換器的電路示意圖6:其為顯示依據本發明構想的第一至第三優選實施例的主動箝位正誦反激變換器的控制器的功能方框圖7(a)至圖7(h):其為分別顯示依據本發明構想的第一優選實施例的降升壓式主動箝位正-反激變換器的等效電路的工作示意圖8:其為顯示依據本發明構想的第一優選實施例的降升壓式主動箝位正-反激變換器在重載和輕載下的工作波形圖；以及
圖9:其為顯示依據本發明構想的第四優選實施例的具有多組輸出電壓的降升壓式主動箝位正-反激變換器的電路示意圖。
具體實施例方式
圖3為依據本發明構想的第一優選實施例的降升壓式主動箝位正-反激變換器的電路示意圖，其包括降升壓式主動箝位正-反激直流-直流變換器及控制電路，通過該控制電路可實現此直流-直流轉換電路的輸出電壓調節以及在動態負載變動下的快速響應功能。該主動箝位正-反激變換器中的各電壓的極性和電流的方向已定義在圖3中。將輸入能量經由變壓器二次側繞組連續地傳遞至輸出端並可執行輕載時反激子電路不工作的關鍵為變壓器Tr，該變壓器具有一次側繞組N卜第一二次側繞組N2及第二二次繞組N3，該繞組N2和該繞組N3繞在二次側並以串聯設計，故可使用中心抽頭式繞組或分離繞組，其中繞組Ni、繞組N2及繞組N3的匝數比為n1:n2: n3。在本發明中，主動箝位的正-反激直流-直流變換器的實施方式說明如下。
如圖3所示，變壓器Tr的一次側包括直流電源Vin、繞組N!、連接輸入直流電源Vin和繞組Nt的諧振電感L"主要開關Si和輔助開關S2、並
聯到主要開關S,的諧振電容Cr,其中諧振電感Lr可使用變壓器Tr的漏電感或外加電感或這兩者的總和，主要開關S,和輔助開關S2都為內嵌反並
聯二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET),諧振電容Cr為主要開關Si和輔助開關S2極間電容的總和。主要開關Si在其漏極(Drain)方向連接至繞組N，，在源極(Source)方向連接至直流電源Vin的負極。箝位電路的實施方式可使用常見的降升壓式設計，如圖3所示，即，輔助
開關S2在源極方向連接至繞組N!及主要開關的接點，箝位電容Cc的一端連接至諧振電感Lr和輸入直流電源Vin的接點，另一端連接至輔助開關
S2的漏極；或是釆用升壓式設計，依據本發明構想的第二優選實施例的升壓式主動箝位正-反激變換器的電路圖如圖4所示；或是釆用降壓式設計，依據本發明構想的第三優選實施例的降壓式主動箝位正-反激變換器的電路圖如圖5所示。在圖3、圖4和圖5中，變壓器Tr的二次側包括一組正激子電路，其由繞組N2、第一二極體D卜第二二極體D2和輸出電感L。組成，其中輸出電感L。工作在不連續導通模式下。另外包括一組工作在連
續導通模式下的反激子電路，其由第三繞組N3和第三二極體D3組成，其
中第三二極體D3的陰極連接至輸出電容C。的正極端。如果本發明應用在
低電壓大電流的輸出上，則二次側的二極體D!、 D2和D3可用同步整流開
關取代。
圖6是依據本發明構想的第一至第三優選實施例的主動箝位正-反激變換器的控制器的電路示意圖。該控制器包括電壓回授和光耦合電路、脈寬調製(PWM)控制及頻率響應補償電路、反相器(InverterGate)、主要開關死區時間調整電路、輔助開關死區時間調整電路以及高位及低位開關柵極馬區動電路。
依照開關導通和二極體導流(Conduct)的狀態，在負載電流較大的正常操作模式下，每一切換周期又可分為八個工作階段。圖7(a)至圖7(h)分別顯示依據本發明構想的第一優選實施例的降升壓式主動箝位正-反激變換器的等效電路的工作示意圖。為方便原理的說明，圖7(a)至圖7(h)為等效電路的工作示意圖，在考慮變壓器的激磁電感Lm時，將其視為並:f關至變壓器第一繞組Ni的兩端上，在圖中沒有顯示控制電路的工作。本發明在 重載和輕載輸出時的波形如圖8所示，vGS1和vGS2分別為開關Si和S2的柵
極驅動信號，VN1為一次側繞組Ni的電壓信號，Vcr為諧振電容Cr的電壓 信號，JLr為流經諧振電感L^的電流信號，tm為流經變壓器激磁電感Lm的
電流信號，iD1、坫2和仏3分別為流經二極體D2和D3的電流信號。依 據圖7的等效電路工作示意圖和圖8的穩態工作波形圖，本發明在正常操 作模式下的每個工作階段的工作原理說明如下
1. 第一階段(tC)
如圖7(a)所示，此時主要開關S!導通，輔助開關S2截止，輸入直流電
壓V;n等於諧振電感Lr和一次側繞組1^的跨壓之和，由於在第一二次側繞
組N2上感應正電壓，故第一二極體Dt導通並將輸入能量傳遞至輸出端的
負載RL,在第二二次側繞組N3上感應負電壓，故第三二極體D3因逆偏壓
而截止，此階段如同一般的正激轉換電路。
2. 第二階段(t^t<t2)
如圖7(b)所示，此時的開關元件S卜S2截止，變壓器一次側電流iLr
會對諧振電容Cr充電，因為Cr容量很小，所以諧振電容Cr的跨壓VCr快速
地從0上升至vin。
3. 第三階段(t《t<t3)
如圖7(C)所示，Vcr上升到足夠高的值可使變壓器一次側跨壓V^等於
0，此時，第一二極體Dt和第二二極體D2同時導流，輸出電感L。將儲存 的能量傳送至負載Ru且輸出電感L。的電流^。開始線性下降。此階^:一
次側的共振槽迴路由Lr和Cr組成。
4. 第四階段(t《t<t4)
如圖7(d)所示，Vcr上升到可使輔助開關S2的反並聯二極體導流，逐漸 上升的Vcr將使iLr逐漸下降，因此變壓器二次側感應出的繞組電流，即，流 經第一二極體D!的電流iD!也將逐漸下降直到ijM = 0，而流經第二二極體D2 的電流iD2將逐漸上升直到iD2-iLo。在io,降成0之前，變壓器一次側的跨壓 Vw都保持在0。5. 第五階段(t^Kts)
如圖7(e)所示，在此階段，itr下降到低於iLm，因此一次側繞組電流iw將轉成負向流出dot，此時第二二次側繞組N3將感應出電流iN3流入dot。因為第三二極體D3導流使一次側繞組Ni的電壓vNl被電壓-[.^/a所
箝制，同時諧振電感Lr和箝位電容Ce形成諧振迴路。為了使輔助開關S2實現零電壓切換，必須在ik流經輔助開關S2的反並聯二極體且尚未反向時將輔助開關S2導通。
6. 第六階段(t53<t6)
如圖7(f)所示，此階段的輸出電感電流iL。已降至0，其餘的電路工作原理都與第五階段相同。
7. 第七階段(t^t<t7)
如圖7(g)所示，輔助開關S2截止，連接箝位電容Cc的路徑被截斷，此時，諧振電感U和諧振電容Cr形成一個新的高速諧振迴路。通過此新
諧振迴路，反向流動的iLr使諧振電容Cr開始放電，且其跨壓Vcr在t7的時間點降至零。
8. 第八階段(t73<t8)
如圖7(h)所示，在諧振電容Cr完全放電至0後，主要開關Si的反並
聯二極體開始導流，為了使主要開關S!實現零電壓切換，必須在電流流經
主要開關S！的反並聯二極體且尚未反向時將主要開關31導通。此階段由於變壓器繞組跨壓仍被輸出電壓Vo所箝制，故l線性遞增，其上升變化率可由(、+y。.^/"J//^確定；同時，流經第二二次側繞組Ns的電流
iN3線性遞減，並在ts的時間點降至零。
如圖8所示，在輕載輸出的情況下，本發明中的反激子電路將停止工作(iN3 = 0 ),這類似於多相同步整流型VRM的信道移除(Phase Shedding)功能可減少元件和導線的功率損失。同時，因為反激子電路失去作用，本發明將等效於一個DCM工作的主動箝位正激變換器，由於此結構的主要開關電流is!由負轉正的電流變化斜率為較平緩的線段，故主要開關電流為負的時間將會延長，此特性有助於在輕載下實現零電壓切換。上述功能都
13有利於轉換效率的提高。
此外，相比於傳統的主動箝位正-反激轉換電路，本發明雖然增加了一 個二極體，但所有的二極體反向偏壓都較前者低，故可選用低成本的低耐 壓元件。見圖1,傳統的主動箝位正-反激變換器的二極體反向偏壓(陰-
陽極跨壓)分別為
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見圖3的本發明第一優選實施例，本發明中所使用的二極體反向偏壓 分別為 —Z)"，
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本發明也可衍生成多組輸出的電路，如圖9所示，其為依據本發明構 想的第四優選實施例的具有多組輸出電壓的降升壓式主動箝位正-反激變 換器的電路示意圖；其中正激子電路並聯地電連接第一輸出電容d和第 一負栽Rli，負責主要輸出Vcl (第一直流輸出電壓)；反激子電路並聯地
電連接第二輸出電容C。2和第二負載Ru，負責次要輸出V。2 (第二直流輸
出電壓)，而次要輸出的數目可視需要而增加。此設計可應用在需要多組 輸出的電源供應器上。當主要輸出的負載電流變小時，責任周期比D也會 自動縮小，使次要輸出停止供電。此機制的啟動點可設定在系統進入待機 模式時，通過對非必要電路的電源停止供電來實現省電的功能。
綜上所述，本發明公開了一種用於在寬負載變動範圍下有利於提高轉 換效率的主動箝位正-反激變換器，且因為其所使用的二極體反向偏壓較傳 統的主動箝位正-反激變換器低，故可選用低成本的低耐壓元件，併兼具成 本效益，因而確實有其進步性和新穎性。因此，雖然本申請已通過上述的實施例被詳細描述，本領域的技術人 員可進行各種變化和更改，然而都不脫離如所附權利要求保護的範圍。
權利要求
1.一種正-反激直流-直流變換器，包括變壓器，其用於電性隔離，且具有一次側繞組、第一二次側繞組以及第二二次側繞組，其中所述第一二次側繞組串聯到所述第二二次側繞組，形成中心抽頭式的繞法，所述第一二次側繞組和所述第二二次側繞組的共同接點接地；主要開關；輸出電容，其具有正極端和負極端；輸出負載；正激子電路，其具有輸出端，且包括輸出電感，其操作在不連續導通模式中；所述第一二次側繞組在所述主要開關導通時將輸入端能量通過所述變壓器傳遞至所述輸出電感、所述輸出電容和所述輸出負載；第一二極體，其在所述主要開關導通時將二次側電流順向傳遞至所述輸出端；以及第二二極體，其在所述主要開關截止時提供飛輪二極體的功能，以將儲存在所述輸出電感上的能量繼續傳遞至所述輸出端；反激子電路，其運行在連續導通模式中，並包括所述第二二次側繞組，其在主要開關截止時提供所述變壓器的磁性重置；以及第三二極體，其具有陽極和陰極，所述陽極串聯於所述第二二次側繞組，所述陰極連接至所述輸出電容的所述正極端，用於將所述變壓器磁性重置的磁能直接傳遞至所述輸出端；以及主動箝位電路，其用於在所述主要開關截止時箝制所述主要開關的跨壓，且在所述主要開關導通時進行柔性切換和所述變壓器的所述磁性重置。
2. 如權利要求l所述的電路，其中所述主動箝位電路選自降升壓式、 升壓式和降壓式主動箝位電路中的任一個。
3. 如權利要2所述的電路，進一步包括具有正極和負極的直流電源、 諧振電容以及控制電路，其中所述直流電源為直流電壓源或交流線電壓源 經整流後的電壓，所述一次側繞組具有第一端和第二端，所述主要開關為 內嵌反並聯二極體的金屬氧化物半導體場效應電晶體MOSFET，所述金屬 氧化物半導體場效應電晶體包括漏極、源極和柵極，所述諧振電容為所述 主要開關和所述輔助開關的兩個極間電容之和，所述主要開關的所述源極 連接至所述直流電源的所述負極，所述主要開關的所述漏極連接至所述一 次側繞組的所述第二端，所述諧振電容並聯地電連接在所述主要開關的所 述漏極和所述源極兩端，所述降升壓式主動箝位電路包括輔助開關，具有 第一端和第二端的諧振電感以及具有第一端和第二端的箝位電容，其中所 述輔助開關為具有漏極、源極和柵極且內嵌反並聯二極體的MOSFET,所 述輔助開關的所述源極連"^妻至所述一次側繞組的所述笫二端，所述輔助開 關的所述漏極連接至所述箝位電容的所述第 一端，所述箝位電容的所述第 二端連接至所述諧振電感的所迷第一端，所述諧振電感的所述第二端連接 至所述一次側繞組的所述第一端，所述直流電源的所述正極連接至所述箝 位電容的所述第二端，所述輸出電容具有正極和負極且與所述負載並聯地 電連#~，所述輸出電容的所述正極連接至所述輸出電感的所述第二端，所 述第二二極體具有陽極，且所述輸出電容的所述負極連接至所述二次側的 地端和所述第二二極體的所述陽極。
4. 如權利要求2所述的電路，進一步包括具有正極和負極的直流電 源，所述升壓式主動箝位電路包括具有內嵌反並聯二極體的MOSFET的輔 助開關，具有第一端和第二端的諧振電感以及具有第一端和第二端的箝位 電容，其中所述諧振電感的所述第 一端連接至所述直流電源的所述正極端，所述諧振電感的所述第二端連^l妻至所述一次側繞組的所述第一端，所 述箝位電容的所述第 一端連接至所述一次側繞組的所述第二端，所述箝位 電容的所述第二端連接至所述輔助開關的所述源極，所述輔助開關的所述漏極連接至所述直流電源的所述負極且接地。
5. 如權利要求2所述的電路，進一步包括具有正極和負極的直流電 源，所述降壓式主動箝位電路包括具有內嵌反並聯二極體的MOSFET的輔 助開關，具有第一端和第二端的諧振電感以及具有第一端和第二端的箝位 電容，其中所述輔助開關的所述漏極連接至所述直流電源的所述正極，所 述輔助開關的所述源極連接至所述主要開關的所述漏極，所述箝位電容的 所述第一端連4妄至所述輔助開關的所述漏極，所述箝位電容的所述第二端 連接至所述諧振電感的所述第 一端，且所述諧振電感的所述第二端連接至 所述一次側繞組的所述第一端。
6. 如權利要求l所述的電路，當所述第一二極體、所述第二二極體和 所述第三二極體分別被具有內嵌反並聯二極體的MOSFET取代時，所述 MOSFET為同步整流開關，以使所述電路適合於具有低電壓大電流的輸 出。
7. 如權利要求l所述的電路，進一步包括控制電路，所述控制電路控 制所述變換器以使輸出電壓穩定。
8. 如權利要求7所述的電路，其中所述主動箝位電路包括輔助開關， 所述控制電路為定頻脈寬調製控制電路，所述定頻脈寬調製控制電粉空制 所述主要開關及所述輔助開關的責任比，以將所述輸出電壓調節到穩定狀 態。
9. 如權利要求7所述的電路，其中所述控制電路為包括電壓回授和光耦合電路，其用來回授輸出電壓信號，並隔離所述變換 器的輸入信號和輸出信號；脈寬調製控制及頻率響應補償電路，其連接所述電壓回授和光耦合電 路，用於調節所述輸出電壓的穩態及動態響應；反相器，其連接至所述脈寬調製控制及頻率響應補償電路，用來提供 所述輔助開關所需的控制信號；主要開關死區時間調整電路，其連接至所述脈寬調製控制及頻率響應 補償電路，用來調整所述主要開關的責任周期中的死區時間；輔助開關死區時間調整電路，其連接至所迷反相器，用來調整所述輔 助開關的責任周期中的死區時間，通過所述兩個死區時間的加入，避免由於所迷主要開關及所述輔助開關同時導通所造成的電路損毀；以及高位及低位驅動電路，其連接至所述主要開關死區時間調整電路及所 述輔助開關死區時間調整電路，用來分別提供所述主要開關及所述輔助開 關的兩個柵極驅動信號。
全文摘要
本發明公開了一種具有主動箝位電路的正-反激變換器。在該變換器的二次側輸出中，包括操作在連續導通模式中的反激子電路以及操作在非連續導通模式中的正激子電路。在重載輸出下，該變換器運用主動箝位反激子電路的零電壓切換機制來提供足夠的諧振電流；在輕載輸出下，該變換器利用延長諧振電流由負轉正的時間來確保開關實現零電壓切換，且設計成使反激子電路的二極體反偏，使該子電路無法繼續工作，這樣可減少不必要的元件功率損失，因此，該變換器在寬負載變動範圍下可同時兼顧重載及輕載輸出時的轉換效率。
文檔編號H02M3/335GK101686015SQ20081021178
公開日2010年3月31日 申請日期2008年9月23日 優先權日2008年9月23日
發明者劉晏銘 申請人:臺達電子工業股份有限公司