D類放大器的製作方法
2023-09-20 06:08:20 2
專利名稱：D類放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及對輸入的PWM(Pulse Width Modulation:脈寬調製)信號進行 數字調製並進行功率放大的D類放大器，詳細而言，涉及驅動像立體聲頭戴 式耳機那樣的端子的一方被接地的負荷的單端輸出D類放大器。
背景技術：
D類放大器與AB類放大器等模擬線性放大器相比，能夠獲得極為良好 的功率轉換效率，所以放熱量也小，因此常被採用為揚聲器驅動用放大器。
D類放大器是通過使用電晶體等放大能動元件對語音信號等輸入信號進行切 換動作來實現的。D類放大器對基於輸入語音信號的PWM信號進行數字調 制，對該PWM信號進行功率放大，並將功率放大後的PWM信號提供給揚 聲器單元。
專利文獻l(特開2006-115028號公報)中記述了 一種脈衝調製信號發生裝 置，用於防止因在全數字放大器中進行的PWM調製所發生的高諧波失真而 造成的性能劣化。
圖1是表示驅動立體聲頭戴式耳機時的D類放大器的結構的圖。
在圖l中，D類放大器IO的結構包括8倍過採樣(oversampling)電 路11和12; △ E調製電路13和14; PWM電路15和16;電平轉換電路(LS: level shifter)17、 18和23; D觸發器19和20; PWM輸出緩衝器21和22;電 感器(inductor)24和25;電容器(capacitor)26 ~ 29; 3端子連接器30;以及立 體聲頭戴式耳機31。由於是立體聲輸出，每個結構元件都存在兩個。為了簡 化描述，僅說明一方的聲道。動作本身在兩個聲道相同。
輸入的PCM數據的採樣頻率fs，通過8倍過採樣電路11而被上升到8倍。
AE調製電路13使採樣頻率再上升兩倍。即，達到原來的採樣頻率fs 的16倍。同時，進行重新量化和噪聲整形(noise shaping)處理。PWM電路15將A Z調製電路13的多值輸出變換為PWM波。在該例子 中，△ E調製電路13為多值輸出式，重新量化為±6值即13值。PWM電路 15根據該數值，生成如圖2所示的PWM波。
圖2是表示對應±6值的PWM電路15的輸出波形的圖，它表示採樣速 率為16fs時的PWM波可取的輸出步長(output step)。
以時鐘信號的24個脈沖分量表現一個採樣分量的數據。也就是說，時鐘 的頻率為[384 xft]。
如圖2所示，在多值輸出為+6時，PWM波在時鐘信號的24個脈衝的期 間一直為高電平(highlevel)。而在-6時成為低電平(low level)。在為0時，高 電平的期間和低電平的期間相同。
圖3是在頻率軸上表示了上述各個階段的信號的圖。
圖3是在頻率軸上表示輸入PCM數據、8倍過採樣、AE調製電路輸出 以及PWM波的圖。
首先，如圖3的(b)所示，將輸入PCM數據過採樣到8倍，從而從基本 分量中從上面開始直到[8 x fs]為止的調製分量被除去。
然後，如圖3的(c)所示，Ai:調製電路13使用[16xfs]的釆樣頻率進行 重新量化和噪聲整形處理。其結果，量化噪聲以在[8xfs]為峰值的形狀分布 (參照圖3的(c))。
為了輸出能夠驅動負荷的電流，插入了 PWM輸出緩衝器21。 PWM輸 出緩沖器21的輸出，在高電平時為電源電壓VDD,而在低電平時為OV。
PWM輸出緩衝器21以不同於其前級的電路的電源電壓VDD動作。因 此，通過電平轉換電路17， PWM電路15的輸出被變換為使PWM輸出緩沖 器21動作的電位。但是，有時會發生通過電平轉換電路17後，PWM波的波 形失真的情況。為了防止上述情況，使電平轉換電路17的輸出通過D觸發 器19。由於D觸發器19以與PWM輸出緩沖器21相同的電源電壓VDD動 作，因此，對時鐘也與PWM波同樣地通過電平轉換電路23進行電位的變換。
電感器24和電容器26構成LPF(Low Pass Filter:低通濾波器)。
圖4是表示A i:調製電路13的輸出為0時的PWM波形與通過LPF後 的波形的圖。如圖4所示，由於PWM波的高電平期間與低電平期間相同， 因此，通過LPF後的電壓為VDD/2。
然後，通過屏蔽直流的電容器28,驅動負荷即頭戴式耳機31。另外，在一般的立體聲頭戴式耳機中，將負荷一端作為接地而進行共用。
由此，3端子連接器30的端子數為3個就夠了。
然而，在這樣的現有的D類放大器中，有以下的問題點。
使D類放大器的性能劣化的原因之一為動作時鐘的抖動(jitter)。
圖5是用於說明因動作時鐘的抖動造成的D類放大器的性能劣化的圖，
對於時鐘有抖動的情況，表示A ￡調製電路13的輸出為0時的PWM波形和
通過LPF後的電壓。如圖5所示，動作時鐘有抖動時，包含噪聲而不是像圖
3那樣的完全的VDD/2。
為了防止上述情況，需要如石英振蕩電路那樣的低抖動的時鐘源。 但是，問題在於，石英振蕩電路的石英振蕩器為與電阻和電容器等部件
相比是價格昂貴的部件。
另外，在存在不同頻率的穩定的時鐘源時，也有使用PLL(Phase Locked
Loop:鎖相環)電路從該時鐘源生成在D類放大器使用的時鐘的方法。但是，
由於如上述那樣需要抖動較少的時鐘，所以對PLL電路性能的要求較嚴格。
這會使VCO(Voltage Controlled Oscillator:壓控震蕩器)和電荷泵等PLL電路的
結構元件的動作電源電流增加。
因此，在驅動立體聲頭戴式耳機那樣的一方的端子被接地的負荷的D類
放大器中，以往以使用石英振蕩器那樣的價格昂貴的部件作為其前提。
發明內容
本發明的目的是提供單端輸出型D類放大器，對應立體聲頭戴式耳機那 樣的負荷，而不使用石英振蕩器或變壓器那樣的價格昂貴的部件。
此外，本發明的另一個目的是提供D類放大器，能夠將動作時鐘頻率減 少到1/2,在降低消耗功率的同時容易地實施對付不需要的輻射的對策。
根據本發明的一個形態，提供一種D類放大器，包括PWM電路，對 輸入信號進行PWM調製，輸出反相的兩個PWM輸出；多個緩衝器，使用 電源電壓VDD,分別放大所述兩個PWM輸出；以及多個電感器，合成由所 述多個緩衝器放大後的PWM輸出。
圖1是表示以往的驅動立體聲頭戴式耳機時的D類放大器的結構的圖。圖2是表示以往的對應±6值的PWM電路的輸出波形的圖。
圖3的(a) 圖3的(d)是以往的在頻率軸上表示輸入PCM數據、8
倍過採樣、△ i:調製電路輸出以及PWM波的圖。
圖4是表示以往的A E調製電路的輸出為0時的PWM波形與通過LPF
後的波形的圖。的圖。
圖6是表示原理說明上的使PWM輸出差動化的D類放大器輸出級的結
構的圖。
形與通過LPF後的波形的圖。
圖8是表示原理說明上的D類放大器的有時鐘抖動時的PWM波的波形 與通過LPF後的波形的圖。
圖9是表示原理說明上的使PWM輸出差動化的D類放大器輸出級的結 構的圖。
圖IO是表示原理說明上的對應± 6值16fs的PWM電路的輸出波形的圖。 圖11是表示原理說明上的以1/2的時鐘頻率對應± 6值Wfs的PWM電
路的輸出波形的圖。
圖12是表示原理說明上的以相同的時鐘頻率對應土6值3Ms的PWM電
路的輸出波形的圖。
圖13的(a) 圖13的(d)是原理說明上的在頻率軸上表示輸入PCM
數據、8倍過採樣、△ E調製電路輸出以及PWM波的圖。
圖14是表示本發明實施方式的D類放大器的結構的電路圖。
具體實施例方式
以下參照附圖具體說明本發明的實施方式。 (原理^兌明)
首先說明本發明的基本思想。
可以考慮通過使輸出差動化來抵消時鐘抖動的方法。 圖7是表示沒有動作時鐘抖動時的PWM波的波形與通過LPF後的波形 的圖。圖8是表示在圖7中有抖動時的PWM波形與通過LPF後的波形的圖。如圖8所示，即使有動作時鐘抖動，也由於"+"端PWM波與"-，，端PWM
波互相抵消，所以不會作為噪聲出現。
但是，為了使輸出差動化，需要驅動2端子負荷的雙方。因此，無法適
用於像頭戴式耳機那樣將端子的一方接地而使端子被共用的情況。 因此，考慮如圖9所示地使用變壓器而變換為單端輸出的方法。 圖9是表示使PWM輸出差動化的D類放大器輸出級的結構的圖。 在圖9中，D類放大器輸出級50由"+，，端PWM輸出緩沖器51、"-，，
端PWM輸出緩沖器52、變壓器53以及電容器54構成。
變壓器53將連接到一次側的"+"端PWM輸出緩沖器51和"-"端PWM
輸出緩衝器52的輸出變換為單端輸出，並輸出到二次側。 電容器54與變壓器53內的線圈的電感一起構成LPF。 如果使用變壓器53，則能夠得到將差動輸出變換為單端輸出並屏蔽直流
電平的效果，所以存在能夠省去耦合電容器的優點。但是，如果不使用在PWM
波的頻帶內變壓器內部的損失較少的變壓器，則顯著降低作為D類放大器的
效率。也就是說，問題在於滿足期望的頻率特性和容許輸出功率的變壓器的
實現性。因此，在成本方面，使用石英振蕩器生成穩定的時鐘的方法較有優勢。
本發明的發明人想到使用兩個電感器來取代變壓器而將差動輸出進行合
成o
圖6是表示使PWM輸出差動化的D類放大器輸出級的結構的圖。
在圖6中，D類放大器輸出級100由"+"端PWM輸出緩沖器101、"-" 端PWM輸出緩沖器102、電感器lll、 112以及電容器120、 121構成。
D類放大器輸出級100,通過使用兩個電感器111和112來取代圖9中 的變壓器53,並由電感器111和112合成正負的輸出，從而合成差動輸出。
由此，即使在提供給"+"端PWM輸出緩沖器101和"-'，端PWM輸 出緩衝器102等的時鐘中存在抖動，也像圖8所示那樣被抵消而不會作為噪 聲出現。
例如，設置在D類放大器輸出級的前級的A i:調製電路輸出± 6(包括0 時，為13值)時，位於該A Z調製電路後級的PWM電路的輸出呈現圖IO所 示的波形。
圖IO是表示對應±6值的PWM電路的輸出波形的圖，它表示AZ調製電路以後的採樣速率為16fs時的PWM波可取的輸出步長。
如圖10所示，在為0時的正負的PWM波的相位相反，而根據所表現的
值，使佔空比失常。
以下，說明採用了圖6所示的結構時的二次效果。
如果使正負的PWM波所表現的值偏移，由電感器111和112合成後的 值為正負的輸出的中間值。因此，例如如果是可表現士6的PWM電路，則通 過合成將可表現的步長數擴大到± 12(25值)。
也就是說，各個PWM波表現的步長數是最終需要的步長數的1/2就夠 了，因此可以根據需要選擇以下的任何一個。
一個是將時鐘頻率降低1/2,從而實現功率的節省。在圖10中，Ai:調 制電路的採樣頻率為[16xfs]，時鐘頻率為[384 xfs]。這裡，如果將時鐘頻率
降低1/2，則可由PWM電路輸出表現的是土3。根據上述A ￡調製電路所輸 出的±6，使該PWM輸出以圖11所示的波形輸出。由此，若通過電感器lll 和112合成正負的兩個PWM波，則能夠表現士6。
另一個是進一步提高過採樣的倍率，從而提高SN比。 與上述情況同樣地，通過將單獨的PWM波能表現的範圍設為土3並由 電感器111和112進行合成，從而表現土6。由此，使PWM電路以與圖10 相同的時鐘頻率動作時，如圖12所示，上述A E調製電路中的採樣頻率為原 來的兩倍。
圖12是表示將過採樣的倍率設為兩倍時的對應±6值的PWM電路的輸 出波形的圖。
通過由電感器111和U2進行合成來表現土6，上述的在A i:調製電路中 的過採樣的倍率提高到原來的兩倍。由此，擴大了通過AE調製而提高的噪 聲的頻帶與所期望的信號頻帶之間的差，從而提高SN比。圖13示出該情況。
圖13是在頻率軸上表示輸入PCM數據、8倍過採樣、AE調製電路輸 出以及PWM波的圖。比較圖13與上述圖3可知，上述的在Ai:調製電路中 的過採樣的倍率提高到原來的兩倍，並且擴大了通過A Z調製而提高的噪聲 的頻帶與所期望的信號頻帶之間的差，從而能夠提高SN比。
這裡，通過由電感器111和112合成正負的兩個PWM波，能夠將PWM 波可表現的步長數提高到原來的兩倍。由該電感器的合成實現的步長數的增 加並不限於正負的兩個PWM波，也可以由更多的電感器的合成實現步長數的增加。例如，如果將正負的兩個輸出增加到四個輸出，則進一步增加能夠 表現的步長數。但是，由於電感器和PWM電路也增加，所以考慮效果和電 路的複雜度，優選的是進行兩個輸出的合成。 (實施方式)
圖14是表示基於上述基本思想的本發明的一個實施方式的D類放大器 的結構的電路圖。本實施方式為適用於驅動立體聲頭戴式耳機的D類放大器 的例子。
在圖14中，D類放大器200的結構包括N倍過採樣電路201和202; △ E調製電路211和212;PWM電路221和222;電平轉換電路(LS)231 ~ 235; D觸發器241 -244; PWM輸出緩衝器251 ~ 254;電感器261 -264;電容器 271 -274; 3端子連接器280;以及立體聲頭戴式耳機290。
PWM電路221和222對輸入信號進行PWM調製，輸出反相的兩個PWM 輸出。
PWM輸出緩沖器251 -254使用電源電壓VDD，分別放大PWM電路 221和222的差動輸出。
電感器261 -264合成由PWM輸出緩沖器251 -254放大後的PWM輸出。
由於是立體聲輸出，D類放大器200的每個結構元件都存在兩個。 下面，說明如上構成的D類放大器200的動作。動作本身在兩個聲道相同。
N倍過採樣電路201和202將輸入PCM數據過採樣到N(N為任意的自 然數)倍。在A E調製電路211和212的輸出與PWM電路221和222的輸出 之間的關係為上述圖10或圖11所示的關係時，該倍率為8倍。而在使其成 為上述圖12所示的關係時為16倍。由此，輸入的PCM數據的採樣頻率fs， 通過N倍過採樣電路201和202被上升到N倍(這裡為8倍)。
在下一級的A ￡調製電路211和212中重新量化為±6值。此時，使採 樣頻率fs上升兩倍。即，是原來的採樣頻率fs的16倍。同時，進行重新量 化和噪聲整形處理。在適用了上述圖10或圖11時，該級的採樣頻率fs為原 數據的情況的16倍。而在適用了圖12時為32倍。
PWM電路221和222將厶E調製電路211和212的多值輸出變換為PWM 波。在該例子中，△ ￡調製電路211和212為多值輸出式，重新量化為士6即13值。在PWM電路221和222中，得到如圖10或圖11，或者圖12的 PWM波。
通過電平轉換電路231 - 234, PWM電路221和222的輸出被變換為以 電源電壓VDD動作的電路的信號電平。也就是說，PWM輸出緩沖器251 254以不同於其前級的電路的電源電壓VDD動作。因此，通過電平轉換電路 231 -234， PWM電^各221和222的輸出被變換為使PWM輸出緩衝器251 ~ 254動作的電位。但是，有時會發生通過了電平轉換電路231 ~234後，PWM 波的波形失常的情況。為了防止上述情況，使電平轉換電路231 -234的輸出 通過D觸發器241 -244。由於D觸發器241 244以與PWM輸出緩沖器251 ~ 254相同的電源電壓VDD動作，因此，對時鐘也與PWM波同樣地通過電平 轉換電路235進行電位的變換。
然後，通過D觸發器241 -244， ^使用時鐘信號整形PWM波。使這樣產 生的PWM波通過PWM輸出緩沖器251 -254。
為了輸出能夠驅動負荷的電流，插入了 PWM輸出緩沖器251 ~254。 PWM輸出緩沖器251 - 254的輸出，在高電平時為電源電壓VDD，而在低電 平時為0V。
PWM輸出緩衝器251 ~254的輸出，被電感器261 ~264合成。
電感器261和電容器271、電感器262和電容器271、電感器263和電容 器272以及電感器264和電容器272分別構成LPF。然後，通過屏蔽直流的 電容器273和274,驅動負荷即立體聲頭戴式耳機290。立體聲頭戴式耳機 290的各個聲道共用3端子連接器280的端子中的接地的一端，因此，3端子 連接器280的端子數被抑制為三個。
如上所述，根據本實施方式，D類放大器200包括PWM電路221和 222,對輸入信號進行PWM調製，輸出反相的兩個PWM輸出；PWM輸出 緩衝器251 ~ 254,使用電源電壓VDD,分別放大PWM電路221和222的差 動輸出；以及電感器261 - 264，合成由PWM輸出緩沖器251 ~ 254放大後的 PWM輸出，通過使D類放大器輸出端差動化，並由電感器261 -264合成 PWM電路221和222的正負的輸出，乂人而能夠實現不4吏用石英振蕩器或變壓 器那樣的價格昂貴的部件且能夠抵消動作時鐘的抖動的影響的、對應立體聲 頭戴式耳機那樣的負荷的單端輸出型D類放大器。
另夕卜，對於PWM電路221和222的PWM輸出的步長數而言，它是基
10於由電感器261 -264合成後的值而表現的步長數的1/2，因此能夠將動作時 鍾頻率降低到以往例子的1/2。通過降低動作時鐘頻率能夠降低消耗功率，具 有容易地實施對付不需要的輻射的對策的效果。
另外，在設為與以往例子相同的動作時鐘頻率時，能夠將過採樣的倍率 提高到原來的兩倍，從而能夠提高D類放大器的SN比。
上述說明是本發明的優選實施方式的例證，本發明的範圍並不只限於此。 例如，上述各個實施方式是應用在各種音響裝置的例子，但同樣也可以應用 於任何將聲音放大的設備。
另外，在上述各個實施方式中為了便於說明而使用了 D類放大器這個名 稱，但不用說也可以稱為功率放大電路、D類開關放大器(class D switching amplifier)等。
另夕卜，構成上述D類放大器的各個電路部分，例如緩衝器和LPF等的種 類、數量以及連接方法等不限於上述的實施方式。
如上所述，根據本發明，通過電感器合成PWM差動輸出，能夠實現不 使用石英振蕩器或變壓器那樣的價格昂貴的部件且能夠抵消動作時鐘的抖動 的影響的、對應立體聲頭戴式耳機那樣的負荷的單端輸出型D類放大器。
另外，對於PWM輸出的步長數而言，它是基於由電感器合成後的值而 表現的步長數的1/2，因此能夠將動作時鐘頻率降低到以往例子的1/2。通過 降低動作時鐘頻率能夠降低消耗功率，具有容易地實施對付不需要的輻射的 對策的效果。
另外，在設為與以往例子相同的動作時鐘頻率時，能夠將過採樣的倍率 提高到原來的兩倍，從而能夠提高D類放大器的SN比。
因此，本發明的D類放大器對通過與基於語音信號等的PWM信號對應 的切換動作對PWM信號進行功率放大，並將由此得到的輸出信號提供給包 括揚聲器等的負荷的音頻用途極為有效。另外，不僅適合於各種音響裝置中 的D類放大器，還可以廣泛適用於音響裝置以外的電子裝置中的D類放大器。
本申請基於2007年12月28日提交的日本專利申請No.2007-321176，其 說明書、附圖以及說明書摘要的內容都引用在本申請中。
權利要求
1、一種D類放大器，包括PWM電路，對輸入信號進行PWM調製，輸出反相的兩個PWM輸出；多個緩衝器，使用電源電壓VDD，分別放大所述兩個PWM輸出；以及多個電感器，合成由所述多個緩衝器放大後的PWM輸出。
2、 如權利要求1所述的D類放大器，其中，所述PWM電路的PWM輸 出的步長數是基於由所述多個電感器合成後的值而表現的步長數的1/2。
3、 如權利要求1所述的D類放大器，其中，所述多個電感器與設置在 其後級的電容器一起構成LPF。
4、 如權利要求1所述的D類放大器，其中，所述PWM電路輸出處於 反相的關係的至少兩個PWM輸出，所述多個電感器合成由所述多個緩沖器放大後的至少兩個PWM輸出。
全文摘要
公開了單端輸出型D類放大器，不使用石英振蕩器或變壓器那樣的價格昂貴的部件地對應立體聲頭戴式耳機那樣的負荷。D類放大器(200)包括PWM電路(221和222)，對輸入信號進行PWM調製，輸出反相的兩個PWM輸出；PWM輸出緩衝器(251～254)，使用電源電壓VDD，分別放大PWM電路(221和222)的差動輸出；以及電感器(261～264)，合成由PWM輸出緩衝器(251～254)放大後的PWM輸出。
文檔編號H03F3/217GK101459410SQ20081017185
公開日2009年6月17日 申請日期2008年11月14日 優先權日2007年12月12日
發明者塚本章人 申請人:松下電器產業株式會社