一種測井儀功放電源自適應調整裝置的製作方法

2023-12-05 07:34:36 1

本發明屬於功放節能降耗技術領域，具體涉及一種測井儀功放電源自適應調整裝置的設計。

背景技術：

目前，測井儀功放類型通常有a類、b類、ab類、d類等，不同類型的功放有著不同的優缺點，且各種功放都有著不同的相關運用。其中a類功放效率最低，但是線性度良好，設計簡單；b類功放效率較a類高，但是有比較嚴重的交越失真，線性度差；ab類介於兩者之間，效率偏中，線性度較b類好；d類功放效率最高，線性度還好，但是由於受器件限制(開關速度、漏電流、導通電阻不為零等)和設計上的不完善，導致效率最高不超過85％，且只能適用於低頻信號的放大，因此當發射信號頻率偏高時，d類功放就顯得不太適用了。

傳統的測井儀器功放基本都是採用恆定電壓源供電，當功放功率輸出達到滿負荷時，即發射電流最大且輸出信號不失真的情況下，功放效率最高，但是一旦減少發射幅度，輸出功率回退就會導致功放效率降低，造成了不必要的電源損耗。如圖1所示，當發射信號為s1時，功放電源為vs1，功放輸出滿負荷(由於功放管存在一定的管壓降與啟動電壓，功放電源比功放輸出幅度要大一個vdrop)，效率達到最高，電源損耗很小；當發射信號減少到s2時，如果功放電源維持vs1不變，那麼系統有相當部分功耗將以電源熱損耗的形式被消耗掉，因此功放效率急劇下降，當功放電源轉換成vs2時，功放輸出滿負荷，效率達到最高。由於測井儀器一般都工作為惡劣高溫環境中，電能轉換成熱量後，溫度會相應地升高，對功放電路及系統本身穩定性極其不利。

技術實現要素：

本發明的目的是針對背景技術中傳統測井儀器功放的不足之處，提出了一種測井儀功放電源自適應調整裝置，使得測井儀在運行調試過程中功放輸出接近在滿負荷輸出狀態，以提高系統效率，減少電源損耗。

本發明的技術方案為：一種測井儀功放電源自適應調整裝置，包括：

總電源，用於為整個調整裝置提供電源輸入；

第一mos管組合開關，通過導通/關斷來控制總電源是否為開關電源提供電源輸入；

第二mos管組合開關，通過導通/關斷來控制總電源是否直接為測井儀的功放提供電源輸入；

rms檢幅器，用於檢測測井儀發射信號的幅度有效值，並將發射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號；

低通濾波器，用於對dc直流電壓信號進行濾波整流；

8位並口adc採樣模塊，用於對dc直流電壓信號進行模數轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進位數位訊號h1，輸出至8個並行io口上；

模擬開關電阻網絡，用於根據數位訊號h1的大小調節開關電源的輸出電壓；

與非運算模塊，用於對數位訊號h1的最高兩位進行與非運算，並根據運算結果控制第一mos管組合開關和第二mos管組合開關的導通/關斷；

開關電源，用於在模擬開關電阻網絡的控制下為測井儀的功放提供適配電源輸入；

rms檢幅器的輸入端接入測井儀的發射信號，rms檢幅器、低通濾波器、8位並口adc採樣模塊、模擬開關電阻網絡、開關電源以及測井儀的功放順次連接；與非運算模塊的輸入端連接於8位並口adc採樣模塊的8個並行io口，輸出端分別連接於第一mos管組合開關的輸入端和第二mos管組合開關的輸入端；總電源通過第一mos管組合開關與開關電源連接，通過第二mos管組合開關與測井儀的功放連接。

本發明的有益效果是：本發明採用電源自適應調整的形式，自動根據測井儀發射信號的大小實時調整功放的輸入電源，確保功放輸出接近滿負荷的狀態，減小了電源損耗，降低了系統功耗，提高了功放效率。同時，本發明不需要主控制器mcu及程序軟體，完全通過電路自身自動調整，具有一定的實時性。

優選地，模擬開關電阻網絡包括一個模擬開關以及8個串聯的電阻，模擬開關包括8個通道開關，每個通道開關對應並聯於一個電阻，同時與其它7個電阻串聯；每個通道開關低電平導通，高電平斷開；電阻大小呈二進位遞進關係，即後一級電阻是前一級電阻大小的兩倍；模擬開關和8個電阻共同構成一個可調的電阻網絡rs。

上述優選方案的有益效果為：8位並口adc採樣模塊的8個並行io口控制電阻網絡rs的大小，該電阻網絡輸出電阻範圍為0-255k，同時可以將8位二進位數位訊號h1表示成電阻網絡rs，它們的值是相等的，即h1＝rs，正比於發射信號幅度有效值，這樣即可將發射信號幅度與開關電源輸出調節控制字完全對應起來。

優選地，模擬開關電阻網絡還包括與電阻網絡rs串聯的電阻r1，電阻網絡rs與電阻r1共同構成開關電源輸出的反饋電阻rhs，用於與分壓電阻rls一起調節開關電源的輸出電壓。

上述優選方案的有益效果為：電阻r1的作用是用來消除非線性誤差，因為開關電源的輸出以及功放的輸出都與發射信號幅度存在一定的非線性因素，通過合理的參數匹配，即可使得非線性因素得以消除。

優選地，數位訊號h1的最高兩位同時為高電平，即數位訊號h1≥192時，第二mos管組合開關導通，第一mos管組合開關關斷，由總電源為功放提供電源輸入；否則第一mos管組合開關導通，第二mos管組合開關關斷，由開關電源為功放提供電源輸入。

上述優選方案的有益效果為：與非運算模塊通過對數位訊號h1的最高兩位進行與非運算後輸出控制兩個mos管組合開關的導通/關斷，兩個mos管組合開關任意時刻都不會同時導通，有效地避免了因為開關同時導通可能存在的風險。同時，本發明採用高兩位與非運算操作後輸出控制，提高了電源輸出精度的同時也沒有增加硬體難度。

附圖說明

圖1所示為傳統測井儀器採用不同發射信號輸出幅度及功放輸入電源的電能損耗示意圖。

圖2所示為本發明實施例一提供的一種測井儀功放電源自適應調整裝置結構框圖。

圖3所示為本發明實施例一提供的有效值檢測及模擬數字轉換示意框圖。

圖4所示為本發明實施例一提供的模擬開關電阻網絡電路圖。

圖5所示為本發明實施例一提供的控制電源輸入切換的mos管組合開關電路圖。

圖6所示為本發明實施例二提供的一種測井儀功放電源自適應調整方法流程圖。

圖7所示為本發明實施例二提供的開關電源電路結構圖。

圖8所示為本發明實施例二提供的開關電源輸出電壓與8位二進位數字量h1對應關係曲線圖。

圖9所示為本發明實施例二提供的功放電源自適應調整方法與恆定供電方式的功耗對比曲線圖。

附圖標記說明：1-總電源、2-第一mos管組合開關、3-第二mos管組合開關、4-rms檢幅器、5-低通濾波器、6-8位並口adc採樣模塊、7-與非運算模塊、8-模擬開關電阻網絡9-開關電源、10-功放。

具體實施方式

現在將參考附圖來詳細描述本發明的示例性實施方式。應當理解，附圖中示出和描述的實施方式僅僅是示例性的，意在闡釋本發明的原理和精神，而並非限制本發明的範圍。

實施例一：

本發明實施例提供了一種測井儀功放電源自適應調整裝置，如圖2所示，包括：

總電源1，用於為整個調整裝置提供電源輸入。

第一mos管組合開關2，通過導通/關斷來控制總電源1是否為開關電源9提供電源輸入。

第二mos管組合開關3，通過導通/關斷來控制總電源1是否直接為測井儀的功放10提供電源輸入。

rms檢幅器4，用於檢測測井儀發射信號的幅度有效值，並將發射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號。

低通濾波器5，用於對dc直流電壓信號進行濾波整流。

8位並口adc採樣模塊6，用於對dc直流電壓信號進行模數轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進位數位訊號h1，輸出至8個並行io口上。

與非運算模塊7，用於對數位訊號h1的最高兩位進行與非運算，並根據運算結果控制第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3的導通/關斷。

模擬開關電阻網絡8，用於根據數位訊號h1的大小調節開關電源9的輸出電壓。

開關電源9，用於在模擬開關電阻網絡8的控制下為測井儀的功放10提供適配電源輸入。

rms檢幅器4的輸入端接入測井儀的發射信號，rms檢幅器4、低通濾波器5、8位並口adc採樣模塊6、模擬開關電阻網絡8、開關電源9以及測井儀的功放10順次連接。與非運算模塊7的輸入端連接於8位並口adc採樣模塊6的8個並行io口，輸出端分別連接於第一mos管組合開關2的輸入端和第二mos管組合開關3的輸入端；總電源1通過第一mos管組合開關2與開關電源9連接，通過第二mos管組合開關3與測井儀的功放10連接。

本發明實施例中，測井儀的功放10為單電源功放，如果是正負電源功放，則還需要增加一路開關電源作為負電源，其他方面設計一致。

如圖3所示，發射信號經過濾波調理後輸出至rms檢幅器4，將波形有效值轉換成dc電壓輸出，濾波整流後由8位並口adc採樣模塊6進行模數轉換，將波形的有效值轉換成數位訊號h1輸出至8個並行io口上。adc採樣率由外部採樣時鐘clk提供，本發明實施例中為20-100msps。參考基準電壓vref由專門的電壓基準源經過電阻分壓後輸出得到，vref具體值的大小需要經過參數匹配調試後確定，8個並行io口控制模擬開關電阻網絡8的大小。

如圖4所示，模擬開關電阻網絡8包括一個模擬開關以及8個串聯的電阻(r2-r9)，模擬開關包括8個通道開關(ch1-ch8)，每個通道開關對應並聯於一個電阻(例如ch1對應並聯於r2)，同時與其它7個電阻串聯。每個通道開關低電平導通，高電平斷開。電阻大小呈二進位遞進關係，即後一級電阻是前一級電阻大小的兩倍；模擬開關和8個電阻共同構成一個可調的電阻網絡rs。該電阻網絡輸出電阻範圍為0-255k，也可以將8位二進位數字量h1表示成電阻網絡rs，他們的值是相等的，即h1＝rs，正比於發射信號幅度有效值。

模擬開關電阻網絡8還應當包括與電阻網絡rs串聯的電阻r1，電阻網絡rs與電阻r1共同構成開關電源9輸出的反饋電阻rhs，用於調節開關電源的輸出電壓vout。r1的作用是用來消除非線性誤差，因為開關電源9的輸出以及功放10的輸出都與發射信號幅度存在一定的非線性因素，通過合理的參數匹配，使得非線性因素得以消除。

如圖5所示，由於開關電源9的輸入與輸出存在0.6v左右的壓降，且開關電源9也存在轉換效率的問題，當功放輸入電源大於31.4v左右時，如果還啟用開關電源轉換就顯得不太合適了，因此功放電源可以直接採用總電源1輸入，將開關電源9關閉。第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3共同控制功放輸入電源由開關電源9提供還是由總電源1提供。

二進位數字量h1的最高兩位(d6、d7)與非運算操作後控制第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3的導通/關斷，則8位二進位數位訊號h1為192(換算成二進位可以表示為11000000)，作為切換功放輸入電源的控制字，此刻切換功放輸入電源的臨界值電壓可以設置為31v。當數位訊號h1的最高兩位(d6、d7)同時為高電平即數位訊號h1≥192，功放所需輸入電源電壓≥31v時，d6、d7與非計算後輸出的結果為低電平，此時第二mos管組合開關3導通，第一mos管組合開關2關斷，由總電源1為功放10提供電源輸入；否則第一mos管組合開關2導通，第二mos管組合開關3關斷，由開關電源9為功放10提供電源輸入。兩個mos管組合開關任意時刻都不會同時導通，有效地避免了因為開關同時導通可能存在的風險。

同理，電源輸入切換控制字也可以設置成128，即10000000，那麼只需用最高位d7來控制兩個mos管組合開關即可。但是因為位數的減少，使得開關電源9動態調整輸出的精度下降，刻度等級減少至128，因此，本發明實施例採用高兩位與非運算操作後輸出控制，提高了電源輸出精度同時也沒有增加硬體難度。

同理，切換功放輸入電源的臨界值電壓也可以設置成小於32v的其他電壓值，具體大小可以根據系統需要自由設置。

實施例二：

本發明實施例提供了一種測井儀功放電源自適應調整方法，如圖6所示，包括以下步驟：

s1、檢測測井儀發射信號的幅度有效值，並將發射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號。

s2、對濾波整流處理後的dc直流電壓信號進行模數轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進位數位訊號h1，輸出至8個並行io口上。

s3、對數位訊號h1的最高兩位進行與非運算，若運算結果為低電平則進入步驟s4，否則進入步驟s5。

s4、控制第二mos管組合開關導通，第一mos管組合開關關斷，由總電源為功放提供電源輸入，調整結束。

s5、控制第一mos管組合開關導通，第二mos管組合開關關斷，由開關電源為功放提供電源輸入；

s6、根據數位訊號h1控制模擬開關電阻網絡，調節開關電源的輸出電壓大小，調整結束。

在步驟s1之前，應當進行必要的參數計算及公式推導(系統能否正常運行，電路的各項參數首先得確定好，確定好後才有接下來的各項步驟)。電路參數匹配主要有3個參數需要計算出來(vref、r1、rls)，要求出這3個參數，首先得確定壓降vdrop的大小，本發明實施例中vdrop取3.2v；其次需要確定切換功放輸入電源的臨界值電壓，本發明實施例中二進位控制字取值為192(十進位表示)，臨界值電壓取值為31v。

本發明實施例中計算公式的推導過程如下：

設開關電源的輸出電壓為vout，如圖7所示，則有：

vout＝(rhs+rls)×0.8÷rls(1)

式中rhs表示開關電源輸出的反饋電阻，且rhs＝rs+r1，rls表示分壓電阻，用於與rhs共同調節開關電源的輸出電源，因此：

vout＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(2)

式中rs表示可調的電阻網絡大小，r1表示用來消除非線性誤差的電阻值大小，本發明實施例中r1＝16.5k。

與此同時，開關電源輸出vout要比發射信號幅度vpp要高出一個vdrop，根據不同功放類型，vdrop一般為3v左右，本發明實施例為留有一點餘地，選用3.2v，方便後續的參數計算。發射信號幅度vpp與經過adc轉換後輸出的8位二進位數位訊號h1成正比，那麼公式可以表示為：

h1×k1+vdrop＝vout(3)

式中k1表示線性係數，可在後續公式推導中抵消掉，不參與計算。

聯立公式(2)(3)可以得到：

h1×k1+vdrop＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(4)

整理後得到：

h1×k1＝rs×0.8÷rls+{(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop}(5)

由於vdrop＝3.2v，h1＝rs，當h1＝0時，則有：

(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop＝0(6)

故有：

r1＝(vdrop-0.8)×rls÷0.8(7)

簡化後得：

r1＝3×rls(8)

同理，將公式(6)代入到公式(4)中簡化得出：

h1×k1＝0.8×rs÷rls(9)

聯立公式(3)(9)也可以得到：

0.8×rs÷rls+vdrop＝vout(10)

根據切換功放輸入的臨界值電壓與二進位數字量h1的關係，由公式(2)得出：

(r1+192)×0.8÷rls+0.8＝31(11)

同理，將公式(8)代入到公式(11)中簡化得出：

rls＝5.525(12)

為了考慮電阻取值方便，最終rls取值為5.5k，則r1為16.5k。

保持功放電源在31v電壓輸入的情況下，調節發射信號處於最大狀態且不失真，發射信號幅度有效值vpp為27.8v左右，此刻要想adc轉換後的輸出8位二進位數字量h1為192的話，需要通過調節adc的參考基準電壓vref來實現，當vref大小確定好後，可由精準電壓源輸出經過2個電阻分壓後得到。最終在電路自動換算處理上，發射信號幅度有效值vpp與8位二進位數字量h1對應起來，且rs的大小又等同於h1，兩者與發射信號幅度有效值vpp成絕對正比線性關係。

如圖8所示為開關電源輸出vout與8位二進位數字量h1對應關係曲線圖。8位並口adc採樣模塊輸出的8個並行io口所控制的電阻網絡具有256個刻度等級(11111111-00000000)，經計算開關電源輸出的電壓vout範圍為3.34v-40.29v，輸出精度或者線性係數k1為0.8/5.5＝0.1454545v，該精度完全滿足測井儀器功放電源的需求。由於測井儀總電源一般採用32v電源供電，那麼開關電源輸出上限應當小於31.4v，與此同時發射信號輸出幅度不能過小，這樣會導致最終測量精度下降，功放供電下限應該在6v以上，因此本發明實施例中，開關電源輸出電壓vout有效區域在6-31v之間。

同理，當測井儀的總電源不是32v，而是其他電壓如24v、36v、48v時，本裝置一樣可以適用，只需要按照推導公式(11)重新計算一遍電路參數，其他步驟環節不變。

如圖9所示為功放電源自適應調整方法與恆定供電方式的功耗對比曲線圖，由功耗對比曲線可以看出，當功放輸出幅度偏小時，採用本發明實施例提供的功放電源自適應調整方法可以大大降低功放的功耗，提高了系統效率，降低了系統熱效應風險。當功放輸出幅度越來越大時，兩者功耗曲線逐漸接近。

本領域的普通技術人員將會意識到，這裡所述的實施例是為了幫助讀者理解本發明的原理，應被理解為本發明的保護範圍並不局限於這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據本發明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發明的保護範圍內。