功率因數校正電路及方法

2023-12-04 10:48:06 1

功率因數校正電路及方法
【專利摘要】本申請公開一種功率因數校正(PFC)電路，該PFC電路包括第一電感器，其可操作地提供輸入電壓和輸入電流。輸入電壓是經整流的AC線路電壓。半導體開關具有串聯耦合第一電感器的負載電流路徑。輸出端子耦合到電感器且可操作地提供輸出電壓和輸出電流。控制器電路控制半導體開關的循環切換操作。控制器電路被配置為監控表示半導體開關的負載電流路徑兩端的電壓降的反饋信號、當半導體開關關斷時檢測反饋信號中的至少一個局部最小值、以及響應於檢測到反饋信號中第N個局部最小值而接通半導體開關。
【專利說明】功率因數校正電路及方法

【技術領域】
[0001] 本發明涉及功率因數校正電路和相對應的方法。功率因數校正通常應用於開關模 式電源以確保高功率因數。

【背景技術】
[0002] 作為適用於各種應用的電源，開關電源（SMPS)變得越來越普遍。例如，SMPS可以 用作驅動LED的電源，LED可以被用來代替白熾燈以用於照明目的。然而，存在適用於開關 電源變換器的許多其他應用，因為實際上需要DC電壓（或電流）的任意電氣和電子器件可 以使用SMPS連接到電網。
[0003]LED是需要直流（DC)來工作的半導體器件。由於電網傳輸交流電（AC)，所以線路 供電裝置必須將AC轉換成DC，從而為LED提供功率。線路操作設備的另一日益常見的需求 是功率因數校正（PFC，還稱為"功率因數控制"）。能夠進行功率因數校正的器件能夠通過 使在電網"看到"的負載顯示為（幾乎）純電阻性因而使感應功率最小化來最大化電網的 效率。電阻性負載的高功率因數源自瞬時電壓和瞬時電流之間的不變比例，如交流輸入電 壓和相對應的交流輸入電流之間的相位滯後大約是零（因而相位滯後的餘弦大約為一）。
[0004] 通常，PFC電路構成SMPS的輸入級，因而耦合在整流器（存在於由AC電網提供的 大多數SMPS中）和通常是降壓型開關電源變換器（即，降壓變換器、諧振變換器、或反激 式變換器）的輸出級之間。PFC電路（還稱為SMPS的PFC級）通常還是開關電源變換器 (即，反激式變換器或升壓變換器，還稱為升壓變換器）。然而，控制PFC級的開關操作，使 得輸入電流通常遵循輸入電壓，，而沒有（或只有相當小的）相位滯後。
[0005] 可以控制PFC電路執行準諧振切換。也就是，開關頻率不由時鐘限定。在給定均 方根輸入電壓和恆定負載下，開關頻率隨著雙AC線路頻率周期性地變化。而且，頻率範圍 可以取決於由SMPS提供的電力負載和/或取決於應用於PFC電路的輸入電壓而改變。現 代SMPS通常設計為能處理大範圍的輸入電壓和/或大範圍的電力負載。作為結果，PFC電 路的開關頻率還在相對寬的頻率範圍內改變。開關頻率可能採用不期望的高值。


【發明內容】

[0006] 本文中描述功率因數校正（PFC)電路。根據本發明的第一實例，PFC電路包括第一 電感器，其被可操作地提供輸入電壓和輸入電流。輸入電壓是經整流的交流線路電壓。PFC 電路進一步包括半導體開關，其具有串聯第一電感器的負載電流路徑。輸出端耦合到電感 器，並可操作地提供輸出電壓和輸出電流。而且，PFC電路進一步包括用於控制半導體開關 的循環切換操作的控制器。控制器電路被配置為監控表示半導體開關的負載電流路徑上的 電壓降的反饋信號、檢測當半導體開關斷開時反饋信號的至少一個局部最小值、以及響應 於檢測反饋信號中的第N個局部最小值而接通半導體開關。因此，N是大於等於1的整數， N的確定取決於至少一個以下因素：輸入電壓、輸出電壓和輸出電流。控制器電路進一步被 配置為在可調節接通時間已經過去之後關斷半導體開關。
[0007] 而且，本發明公開一種使用PFC電路的功率因數校正方法，該PFC電路包括被可操 作地提供輸入電壓和輸入電流的第一電感器，其中輸入電壓是經整流的AC線路電壓。PFC 電路進一步包括具有串聯第一電感器的負載電路路徑的半導體開關，耦合到電感器且可操 作地提供輸出電壓和輸出電流的輸出端子。根據本發明的一個實例，該方法包括監控表示 半導體開關的負載電流路徑上的電壓降的反饋信號，其中當半導體開關斷開時檢測反饋信 號中的至少一個局部最小值。響應於檢測到反饋信號中的第N個局部最小值，半導體開關 被接通，其中N是大於等於1的整數，取決於以下至少一個因數確定N:輸入電壓、輸出電壓 和輸出電流。在可調節的接通時間過去之後半導體開關接通。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0008] 參考附圖和說明書可以更好地理解本發明。附圖中的部件不一定按比例繪製，意 在示出本發明的原理。而且，在附圖中，相似參考數字表示相對應的零件。在附圖中：
[0009] 圖1示出包括整流器級、功率因數控制（PFC)級和開關變換器級（輸出級）的一 個示例性開關模式電源（SMPS);
[0010]圖2包括示出與圖1的PFC電路操作相關的各種信號的波形的時序圖；
[0011] 圖3包括示出在正弦AC線路電壓的一個周期的功率因數控制電路的功能的時序 圖；以及
[0012] 圖4示出本發明的一個實施例的系統模型，包括功率級和控制器。

【具體實施方式】
[0013] 下面的說明涉及根據本發明的一個實例的功率因數控制（PFC)電路的一個說明 性應用。所述應用是由整流器級、PFC級和作為輸出級的、開關變換器級（S卩，升壓型或反激 式變換器）組成的開關模式電源（SMPS)電路。應當注意，所述SMPS電路僅僅是根據本發明 設計的PFC電路的示例性應用，實際上根據本發明的PFC電路可以容易地應用於其他類型 的電源電路。例如，某些開關電源電路不使用二極體電橋作為整流器。而且，輸出級不必一 定包括反激式變換器，其他類型的開關變換器拓撲結構（例如，諧振變換器或降壓變換器） 可以用在輸出級中。本文中描述的示例性PFC電路通過迫使開關頻率留在限定頻率範圍內 促進低開關損耗和低電磁幹擾（EMI)，同時SMPS電路的負載或輸入電壓（或兩者）可以在 相對廣的範圍內變化。
[0014] 如上所述，圖1的SMPS包括整流器級、PFC級和輸出級。在當前實例中，整流器級 是由四個整流器二極體組成的簡單橋式整流器1。整流器1被提供正弦AC線路電壓Vac和 提供相對應的全波整流輸入電壓Ve，該Ve是關於基準電勢（在接地端提供的地電位GND)的 具有全波整流正弦波形的直流電壓。輸入電壓Ve提供給形成PFC級2的電路（PFC電路）， 該電路設計為確保得到的輸入電流L平均與輸入電壓Ve至少近似成比例並且同相。如果 是這種情況，那麼由整流器1汲取的線路電流iAC也與AC線路電壓Vac成比例和同相（等同 為接近1的高功率因數）。實際上，高於0.95的功率因數是典型設計目標。稍後將參考附 圖3更詳細地描述在開關模式電源中的功率因數控制的原理。
[0015] 本質上，PFC電路2是利用具體控制方案的開關變換器。在圖1的當前實例中，PFC 電路2利用升壓型變換器拓撲結構。然而，其他開關變換器拓撲結構（即，反激式變換器） 也可以適用。因此，PFC電路2包括電感Lpfc、功率半導體開關Qprc(S卩，MOS電晶體）、二極 管Dpf。、輸出電容器Cprc以及控制器電路4,其中控制器電路4控制PFC電路2的切換操作， 還可以控制隨後的輸出級3的操作，輸出級3的輸出可操作地連接負載（在圖1中由電阻 器Rum表徵），以向負載提供經調節的電壓Vott或經調節的電流iOTT。
[0016] 根據以上所述的升壓變換器拓撲結構，電感Lprc與功率半導體開關Qpf。的負載電 流路徑（即，漏極-源極路徑）串聯連接。電感Lprc和功率半導體開關(^。的串聯電路連接 在PFC電路2的輸入電路節點和接地端GND之間，使得輸入電壓Ve應用於以上所述的串聯 電路。電感Lprc和功率半導體開關Qprc的公共電路節點通過二極體Dprc連接PFC電路2的 輸出電路節點，輸出電容器Cpfc連接在輸出電路節點和地電位（接地端GND)之間。因此，當 功率半導體開關Qpf。關斷（即，半導體開關Qpf。的漏極和源極之間無電流路徑被提供）時， 通過電感Lprc和二極體Dprc為電容器Cprc充電。當功率半導體開關Qprc接通，因而二極體 Dpfc反向偏置和阻塞時，通過輸出級3為電容器Cprc充電。控制器電路4被配置用於為功率 半導體開關Qprc生成驅動信號（即，如果是MOS電晶體，則是柵極信號Ve)。為了生成驅動 信號Ve，控制器電路4可以使用PFC電路2中出現的某些測量信號，特別是表示電晶體電流 iDS (即，如果是MOS電晶體，則是漏極-源極電流）或電感電流k的電流感測信號Vcs。此 夕卜，可以使用表示PFC電路2的輸出電壓I的測量信號。應當注意，二極體Dprc還可以由第 二電晶體代替。參考圖2更詳細地進一步討論功率半導體開關Qprc的切換操作（即，PFC級 2的功能）。
[0017]PFC狀態2中包括的升壓變換器以不連續電流模式（DCM)工作，該模式在開關轉 換器的領域是眾所周知的。在DCM中，輸出電流L(等於在半導體開關Qpf。關斷的時段期間 的電感電流降至零，並且至少較短延遲時間保持為零。該定義區分DCM和電感電流k 在切換循環期間不降至零的連續電流模式（CCM)。圖2包括示出提供給半導體開關Qpf。的 驅動信號Ve(柵極信號）、在半導體開關Qprc的負載電流路徑（漏極-源極電流路徑）上的 對應電壓降、以及所產生的分別穿過開關Qptc (用於給電感Lpf。加電）和穿過二極體Dprc(用 於輸出電容器充電和向負載供電）的電流的四個時序圖。切換周期，即一個切換 循環的持續時間，由Tsw表示，其等於（根據定義）fs/。切換周期可以劃分成接通持續時間 Tw和關斷時間Ttw，其中關斷時間可以再次劃分成下降時間IY(輸出電流L需要從其最大 值下降至零的時間）和隨後的延遲時間Td(電流L保持為零的期間）。為了以下討論，假 定接通持續時間Tcin由控制器4確定。
[0018] 在時刻驅動信號Ve設置為高電平，以便於接通半導體開關Qpfc。確定接通時間 h、t4等依據的準則稍後將討論。作為對驅動信號Ve中上升沿的響應，半導體開關Qprc接 通。也就是說，在半導體開關Qpfc上的電壓降Vds降至（幾乎）零，穿過開關（和電感）的 電流iDS開始從零幾乎線性上升。在接通時間--期間輸出電流L是零，因為二極體Dprc反 向偏置而阻塞。
[0019] 在期望接通持續時間Tqn已經過去之後，在時刻t2(t2 =ti+Tj驅動信號Ve重設 為低電平；在時刻t2響應於驅動信號中的下降沿，半導體開關被關斷。也就是說，在半導體 開關Qprc兩端的電壓降Vds上升至（幾乎）恆定高電平（在某些振蕩（ringing)之後），穿 過開關（和電感）的電流iDS突然降至零，因為二極體Dprc變得導電。電感器電流^打個 比方說）從電晶體的負載電流路徑移交至二極體的負載電流路徑。因此輸出電流k在時 刻t2突然從零上升至其最大值（幾乎等於以上所述的電流iDS的最大值）。
[0020] 隨後，穿過二極體Dpfc(和穿過電感）的輸出電流（幾乎）線性下降直到在時刻 t3(t3 =t2+TL)達到零。在該時亥|J，電壓Vds開始振蕩，同時輸出電流（因而電感器電流）保 持為零。該振蕩電壓的第一最小值（理想地）為零伏特。然後振蕩振幅逐漸衰減。在本實 例中，驅動信號在時刻〖 4再次設置為高電平以接通半導體開關Qprc，因而下一個切換周期開 始。時刻14確定為在半導體開關兩端的振蕩電壓Vds達到局部最小值的時刻。在本實例中， 選擇振蕩的第二局部最小值。
[0021] 一般地，可以選擇第N個局部最小值，其中N是大於等於一的整數。電壓Vds的局 部最小值還稱為"準諧振"接通狀態。準諧振切換降低切換損耗。已知設置N等於1。在該 情況下，DCM有時還稱為臨界導通模式（CrCM)或邊界導通模式（BCM)。因而BCM(或CrCM) 可以視為DCM的特殊情況。在準諧振DCM操作期間，可以調節接通時間I*(S卩，半導體開關 Qpfc被關斷的時刻）。對於PFC電路，已知將接通時間Tw設置為恆定值。該情況在圖3的 時序圖中示出。圖3包括示出整流AC線路電壓IVacI=Ve (PFC級的輸入電壓）、電感電流 k以及其峰值包絡和短期平均值（一個人周期一個周期的平均值）Ilatc、由具有恆定脈衝長 度（等於接通時間TJ的脈衝組成的相應驅動信號、以及相應的瞬時開關頻率fsw。
[0022] 圖3中所示的波形對於N= 1的準諧振切換是有效的，即，在半導體開關Qprc兩端 的電壓Vds中出現第一局部最小值的時刻接通半導體開關Qpfc。利用該切換方案（恆定接通 時間--、Ν= 1的準諧振DCM操作）使電路具有良好的PFC性能。從圖3 (從上數第二時序 圖）中可以看到，電感電流L的周期性平均值Ilatc與輸入電壓Ve和AC線路電壓Va。成比 例且同相。因此，利用該切換方案可以實現接近1的功率因數。
[0023] 電感電流的逐個周期平均值是包括電感電流的隨後平均值的信號，對於每個單獨 的周期計算每個平均值。利用以上關於圖3所述的切換方案提供了良好的功率因數。然 而，在不得不針對相對較廣的電壓範圍內的輸入電壓和可以在相對較廣範圍內變化的負載 正確工作的SMPS中，作為結果，開關頻率還可以在較廣範圍內變化，取決於輸入電壓Ve和 負載而呈現出相對較高或較低值。
[0024] 特別地，在許多應用中高開關頻率是不期望的，S卩，為了避免導致效率降低的電磁 幹擾和高切換損耗。因此，更複雜的切換方案將有用於使開關頻率維持在更窄範圍內，並且 不限制輸入電壓或負載的範圍。
[0025] 為了實現高功率因數，輸入電流k的逐個周期平均值（等於使用升壓變換器拓撲 結構的本實例中的電感電流）需要與輸入電壓Ve成比例且同相。如果是這種情況，那麼AC 輸入電流iAC(參考圖1)也將與AC線路電壓Vac成比例且同相。在一個切換周期Tsw期間取 平均值的平均電感電流i,.AV。可以根據下式計算：

【權利要求】
1. 一種功率因數校正（PFC)電路，包括： 被可操作地提供輸入電壓和輸入電流的第一電感器，所述輸入電壓是經整流的AC線 路電壓； 具有與所述第一電感器串聯耦合的負載電流路徑的半導體開關； 耦合到所述電感器且可操作地提供輸出電壓和輸出電流的輸出端子；以及 用於控制所述半導體開關的循環切換操作的控制器電路，所述控制器電路被配置為： 監控表示在所述半導體開關的所述負載電流路徑兩端的電壓降的反饋信號； 當所述半導體開關被關斷時，檢測所述反饋信號中的至少一個局部最小值； 響應於檢測到所述反饋信號中的第N個局部最小值，接通所述半導體開關，其中N是大 於等於1的整數，N的確定取決於至少一個以下因素：輸入電壓、輸出電壓和輸出電流；以及 在可調節的接通時間過去之後關斷所述半導體開關。
2. 根據權利要求1所述的PFC電路，還包括二極體，其被配置為接管在所述半導體開關 處於關斷狀態的時段期間的輸出電流。
3. 根據權利要求2所述的PFC電路，其中所述二極體耦合在輸出端子和所述第一電感 器與所述半導體開關共享的公共電路節點之間。
4. 根據權利要求1所述的PFC電路，還包括耦合到所述輸出端子的電容器。
5. 根據權利要求1所述的PFC電路，其中所述控制器電路還被配置為在至少一個準諧 振模式和至少一個又一模式下工作， 其中，在所述至少一個準諧振模式下，所述控制器利用與對應模式相關聯的針對N的 具體值來控制所述半導體開關的循環切換操作，以及 其中，在所述至少一個又一模式下，所述控制器利用與反饋信號中任何局部極小值無 關的可調節接通時間和恆定循環周期來控制所述半導體開關的循環切換操作。
6. 根據權利要求4所述的PFC電路，其中至少一個準諧振模式與開關頻率範圍和模式 切換準則相關聯，以及其中所述控制器電路被進一步配置為當所述開關頻率不符合模式切 換準則時切換至準諧振和所述至少一個又一模式的另一個。
7. 根據權利要求4所述的PFC電路， 其中至少一個準諧振模式與平均開關頻率、下頻率閾值和上頻率閾值相關聯， 其中所述控制器電路被進一步配置為，當所述平均開關頻率超過所述上頻率閾值時切 換至所述準諧振和所述至少一個又一模式的具有更低平均開關頻率的另一個，以及 其中所述控制器電路被進一步配置為，當所述平均開關頻率下降到低於所述下頻率閾 值時切換至所述準諧振和所述至少一個又一模式的具有更高平均切換頻率的另一個。
8. 根據權利要求4所述的PFC電路， 其中至少一個準諧振模式與最小和最大開關頻率、下頻率閾值和上頻率閾值相關聯； 其中所述控制器電路被進一步配置為，當所述最大開關頻率超過所述上頻率閾值時切 換至所述準諧振和所述至少一個又一模式的具有更低最大開關頻率的另一個；以及 其中所述控制器電路被進一步配置為，當所述最小開關頻率下降到低於所述下頻率閾 值時切換至所述準諧振和所述至少一個又一模式的具有更高最小開關頻率的另一個。
9. 根據權利要求1所述的PFC電路，其中所述控制器電路被進一步配置為在每個循環 中的切換中控制接通時間，使得所述輸入電流的逐個周期平均值與所述輸入電壓成比例且 同相。
10. 根據權利要求1所述的PFC電路，其中所述控制器電路被進一步控制為提供控制參 數，根據所述控制參數在每個切換循環中計算所述接通時間。
11. 根據權利要求1所述的PFC電路，其中所述控制參數在是經整流AC線路電壓的輸 入電壓的周期期間近似恆定。
12. 根據權利要求11所述的PFC電路，其中調節所述控制參數使得所述輸出電壓匹配 期望輸出電壓電平。
13. 根據權利要求11所述的PFC電路，其中可以針對所述輸入電壓的各周期調節所述 控制參數，由此調節所述輸出電壓。
14. 一種利用PFC電路的功率校正方法，所述PFC電路包括： 被可操作地提供輸入電壓和輸入電流的第一電感器，所述輸入電壓是經整流的AC線 路電壓； 具有串聯耦合所述第一電感器的負載電流路徑的半導體開關；以及 耦合到所述電感器且可操作地提供輸出電壓和輸出電流的輸出端子； 其中所述方法包括： 監控表示在所述半導體開關的負載電流路徑兩端的電壓降的反饋信號； 當所述半導體開關被關斷時檢測所述反饋信號中的至少一個局部最小值； 響應於檢測到所述反饋信號中的第N個局部最小值，接通所述半導體開關，其中N是大 於等於1的整數，並且N的確定取決於至少一個以下因素：輸入電壓、輸出電壓和輸出電流； 以及 在可調節的接通時間已經過去之後關斷所述半導體開關。
【文檔編號】H02M1/42GK104426349SQ201410407397
【公開日】2015年3月18日 申請日期:2014年8月18日 優先權日:2013年8月19日
【發明者】林淑芳, M·克呂格爾 申請人:英飛凌科技奧地利有限公司