一種集成的麥克風偏置電壓控制方法和偏置電壓生成電路的製作方法
2023-10-06 02:20:49 1
專利名稱：一種集成的麥克風偏置電壓控制方法和偏置電壓生成電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及電子聲音採集器件麥克風，更確切地說，涉及一種集成的對麥克風的偏置電壓進行控制的方法和麥克風的電壓偏置電路。
背景技術：
在電容式麥克風，尤其是電容式矽麥克風中，需要一個額外的電路從麥克風電源產生高電壓偏置，以得到合適的麥克風靈敏度。典型的矽麥克風構成原理圖如圖1所示，其中，矽麥克風包括外殼101、由上下兩層極板構成的電容組件102、偏置電壓生成電路103 和麥克風緩衝放大器電路104。電源105和「接地」端106分別連接於緩衝放大器電路104 和偏置電壓生成電路103以給二者提供工作電壓；由偏置電壓生成電路103生成一高電位的偏置電壓供給電容組件102的一輸入端以控制麥克風靈敏度；電容組件102的輸出端則連接到緩衝放大器電路104的輸入端，經放大後供給輸出端107作為麥克風的輸出。對於手機等可攜式設備而言，一般情況下，麥克風電源的電壓範圍為1.5V 3.6V，而高壓偏置電壓則需要為8V 14V左右。現有技術中，一般主要是通過電荷泵電路從低電源電壓生成高壓偏置。圖2A是現有技術的偏置電壓生成電路的一種典型結構的原理框圖。其主要由電荷泵升壓電路222、整流電路2 和濾波電容227構成。電荷泵升壓電路222的兩個輸入端220、221分別連接電源電壓VDD和接地端GND，升壓後的脈衝輸出電壓被送入整流電路226，經整流後形成直流輸出，該直流輸出經由濾波電容227過濾除去高頻成分後，作為高壓輸出端228的最終輸出VHigh。設置整流和濾波電路主要是由於電荷泵升壓電路的工作原理是按照一周期性的時鐘信號，將電荷從低電壓端泵送到高電壓端。因為電荷泵是周期工作的，其輸出節點2221 電壓存在較大的波動。因此需要額外的整流和濾波電路濾除這些電壓波動，從而在輸出端節點2222得到比較穩定的高壓偏置電壓。其中整流電路一般採用二極體或者工作在二極體模式的其它器件(例如PMOS管等)。圖2B到2E給出了現有技術中典型的偏置電壓生成電路的電路圖及時鐘信號時序和節點電壓變化。圖2B為現有技術中典型的偏置電壓生成電路的基本電路原理圖，其中電容Cl C4、二極體Dl D4構成了電荷泵升壓電路；二極體D5為整流電路，電容Cf為濾波電容。時鐘輸入端201、203分別接第一和第二時鐘信號CK1、CK2 ；電壓輸入端202接電源電壓VDD ；高偏置電壓VHigh經由輸出端208輸出。也可以使用另外的元件來代替圖2B 中的二極體。例如使用肖特基二極體，或者使用浮柵NMOS管或者PMOS管，或者使用襯底電壓可以調節的兩個或多個PMOS構成的等價二極體電路。無論是用何種方法來代替，其基本的工作原理和等效電路不變。圖2C為偏置電壓生成電路的另一實施例。其中，通過使用二極體接法的PMOS管替換圖2B中的二極體得到同樣類似的結果。其中電容Cl C4、PMOS晶體場效應管Pl P4構成了電荷泵升壓電路；PMOS晶體場效應管P5為整流電路，電容Cf為濾波電容。時鐘輸入端211、213分別接第一和第二時鐘信號CK1、CK2 ；電壓輸入端212接電源電壓VDD ；高偏置電壓VHigh經由輸出端218輸出。如圖2D所示，在圖2B和圖2C中，第一和第二時鐘信號CKl和CK2為相位相反的兩相時鐘信號。它們的低電平為0V，高電平為電源電壓Vdd。圖2E給出了圖2B和圖2C的電路的各節點電壓波形。其中當CKl上升時，節點20A和20C的電壓被分別充電到2 X Vdd-Vth和 4 X Vdd-3 X Vth。而當CK2上升時，節點20B和節點20D的電壓分別被充電到3 X Vdd-2 X Vth 和5XVdd-4XVth。節點20D的電壓通過整流電路後，由於整流二極體存在著導通壓降，因此最後的輸出電壓VHigh為5X (Vdd-Vth)。其中Vdd為輸入電源電壓，Vth為二極體的閾值電壓。要說明的是，以上的節點電壓只是理想元件情況下的近似估值，列舉於此目的在於大致說明電荷泵的工作原理，以便於後續對本發明技術方案的理解。關於電荷泵電路的更為精確的動態分析可以參見文獻1 Joru Tanzawa, Tomoharu Tanaka, 『『 A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit 「 ， IEEE Journal of Solid-state Circuits, Vol. 32, No. 8, August 1997。圖3給出了如圖2B、2C那樣的現有偏置電壓生成電路的電流/電壓輸出特性曲線。參見圖3，在麥克風正常工作狀態下，麥克風電容組件的兩個極板間的電阻非常高，典型直流電阻大於IOG歐姆(Ohm)，因此正常工作狀態下，從偏置電壓引腳輸出的電流為零；此時即對應圖3中輸出電流為「O」之處，輸出電壓即為麥克風的正常偏置電壓(例如12V)。在圖3中可以看出，由於整流二極體的影響，在輸出電流接近O安培時，輸出電壓上升速度變緩，曲線的斜率迅速下降，即輸出阻抗迅速增加。從而在正常偏置電壓工作點附近，偏置電壓生成電路的輸出阻抗很高，導致輸出偏置電壓隨輸出電流的波動變化很大，由此給麥克風帶來以下不利的影響1、當麥克風工作在潮溼環境中時，例如耳道式或內耳式助聽器中使用的麥克風，其輸出電流會增加，由此帶來偏置電壓的波動。而偏置電壓的變化會引起麥克風的靈敏度波動。2、現有技術的整體麥克風的靈敏度隨工藝波動帶來的電荷泵輸出電流的波動也會直接導致較大的偏置電壓的波動。為了克服上述問題，現有技術中採用了增加電荷泵驅動能力的方式，以期將輸出阻抗控制在一定範圍之內，但是這種方式顯然需要較大的電路功耗，對於靠電池供電的行動裝置來說並不可取。並且，當電荷泵驅動能力增加時，如果麥克風在工作狀態中由於衝擊或者吹氣等原因造成麥克風的兩個電容極板碰撞時，高壓偏置端的電荷難以通過兩個電容極板導通而產生的放電通路洩放掉，從而導致兩個電容極板被靜電力吸合在一起，易造成麥克風無聲等可靠性方面的故障。另一類防止偏置電壓波動的方法是引入反饋迴路，通過監測偏置電壓輸出生成反饋信號，並通過適當的反饋控制算法，運用調整電荷泵的時鐘等方式來改變電荷泵的輸出。例如，申請號 US2006062406A1，名為「 Voltage supply circuitand microphone unit comprising the same」的美國專利公開了這樣一種電路，其包括一電壓控制電路，用於根據傳感器測量的偏壓和基準電壓來輸出偏置電壓控制信號；以及一電壓生成電路，用於根據所述偏置電壓控制信號生成偏置電壓。但是，控制電路的引入勢必導致電路複雜度的增加，隨之帶來集成電路布圖面積的增加和成本的提高，同時，反饋和控制電路會引入額外的噪聲，造成輸出偏置電壓的噪聲增加，從而是麥克風性能惡化。甚至複雜的控制邏輯還需要有運算能力的晶片的參與，更不適於應用到對成本和噪聲性能有著苛刻限制的麥克風晶片中。另外，這種反饋控制方式雖然解決了潮溼環境中麥克風靈敏度下降的問題，但對於極板碰撞導致的靜電力吸合的可靠性問題無能為力。
發明內容
本發明正是有鑑於現有技術中的上述缺陷，力求解決麥克風電路中偏置電壓隨工作點變動而波動的問題，同時避免能耗和電路複雜性的增加。為此，本發明提出了一種麥克風偏置電壓控制方法，用於矽麥克風的偏置電壓生成電路，所述偏置電壓生成電路包括電荷泵升壓電路、整流電路和濾波電路，其中，電荷泵升壓電路的兩個電壓輸入端分別連接電源電壓VDD和接地端GND ；其輸出端連接到整流電路的輸入端；在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接有濾波電路，所述方法包括 控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和輸入電流之間的關係，使其在電流為0值的鄰域內，輸入電流隨輸出電壓的增加而增加，並且其增加的斜率隨電壓增加而快速增加。其中， 所述控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和電流之間的關係是通過在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接一補償電路實現，且所述補償電路具有這樣的功能在電流接近於0的區域，其工作點電壓在麥克風的偏置電壓附近，補償電路的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率遠遠快於電壓增長率。優選地，所述補償電路為一金屬氧化物場效應管，且在麥克風正常工作狀態下，其工作較弱的電場擊穿區，在電路斷電後該場效應管可恢復至正常狀態，不會由於擊穿而損壞。優選地，所述補償電路為一採用CMOS工藝或BiCMOS工藝所製造的集成金屬-半導體型肖特基二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向非飽和區。且其中，所述麥克風的額定偏置電壓是在所述穩壓二極體的反向擊穿電壓的正向鄰域內。或者說近似地，該反向擊穿電壓為偏置電路的輸出電壓，也即所述麥克風的額定偏置電壓。優選地，所述補償電路為一採用CMOS工藝或BiCMOS工藝所製造的寄生的P/N結型二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向非飽和區。且其中，所述麥克風的額定偏置電壓是在所述穩壓二極體的反向擊穿電壓的正向鄰域內。或者說近似地，該反向擊穿電壓為偏置電路的輸出電壓，也即所述麥克風的額定偏置電壓。同時本發明還提供了一種麥克風偏置電壓生成電路，其包括電荷泵升壓電路、整流電路和濾波電路，其中，電荷泵升壓電路的兩個電壓輸入端分別連接電源電壓VDD和接地端GND ；其輸出端連接到整流電路的輸入端；在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接有濾波電路，所述電路還包括一併聯在整流電路的輸出端與接地端GND之間的補償電路，且所述補償電路具有這樣的功能在電流接近於0的區域，且麥克風的偏置電壓工作點電壓附近，其輸出電壓節點的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率快於電壓增長率。優選地，所述補償電路為一穩壓二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向非飽和區。且其中，所述麥克風的額定偏置電壓是在所述穩壓二極體的反向擊穿電壓的正向鄰域內。作為補償電路的該穩壓二極體可為一採用CMOS工藝或BiCMOS工藝所製造的集成金屬-半導體型肖特基二極體，或者是一採用CMOS工藝或BiCMOS工藝所製造的寄生的P/N結型二極體。且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向非飽和區。且其中，所述麥克風的額定偏置電壓是在所述穩壓二極體的反向擊穿電壓的正向鄰域內。或者說近似地，該反向擊穿電壓為偏置電路的輸出電壓，也即所述麥克風的額定偏置電壓。優選地，所述補償電路為一金屬氧化物場效應管，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在擊穿區。在電路斷電後該場效應管可恢復至正常狀態，不會由於擊穿而損壞。特別是，所述補償電路為一 NMOS金屬氧化物場效應管，且其柵極、襯底和源極均連接到所述接地端GND，其漏極連接到整流電路的輸出端。此外，本發明還提供了使用上述各種偏置電壓生成電路的麥克風產品，以及應用此類麥克風產品的手機、多媒體播放器等消費電子產品以及汽車電子產品。應用本發明的偏置電壓生成方法和偏置電壓生成電路，可以有效抑制電路輸出阻抗的增加，即減小輸出偏置電壓隨電流變化的波動，從而提高麥克風靈敏度的穩定性。並且，由於本發明巧妙地利用了不同電路元件工作區間的電路特性，使得可以在僅增加極少的元件的前提下，完成預定的功能，即減少了能量消耗，也節約了生產成本。
圖1是典型的矽麥克風構成原理圖；圖2A是現有的偏置電壓生成電路的一種典型結構的原理框圖；圖2B是現有的偏置電壓生成電路的電路圖一；圖2C是現有的偏置電壓生成電路的電路圖二 ；圖2D是圖2B、2C中時鐘信號的時序圖；圖2E是圖2B、2C中電荷泵各節點電壓的時序圖；圖3是是現有的偏置電壓生成電路的輸出電壓-電流曲線；圖4是根據本發明的偏置電壓生成電路的原理框圖；圖5是根據本發明的偏置電壓生成電路的第一實施例的電路圖；圖5A是N溝道耗盡型MOS管的輸出特性曲線；圖6是根據本發明的偏置電壓生成電路的第二實施例的電路圖；圖6A、6B分別是穩壓二極體的電壓-電流特性和動態電阻特性；圖7是根據本發明的偏置電壓生成電路的輸出電壓-電流曲線；圖8是現有技術與本發明的偏置電壓生成電路的輸出電壓-電流曲線比較。
具體實施例方式針對現有技術中對於麥克風偏置電壓的控制思想主要是通過且增大電荷泵的驅動功率，被動地使電壓電流曲線起點移動來改變圖3中電流為0點附近的曲線斜率，效果有限，控制的能量成本也高的問題，本發明提出了一種不同的控制思路。發明人通過多年的實踐，發現如果能對偏置電壓生成電路的輸出電壓進行控制而使得能在不改變電荷泵驅動輸出功率的前提下，使得圖3中電流為0點附近的曲線斜率改變，將能夠有效的改進偏置電壓的穩定性。因此，本發明提出了這樣一種控制思想和控制方法控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和電流之間的關係，使其在電流為0值的鄰域內，電壓隨電流的變化率減小。例如，使所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和電流之間的關係從圖3的形態改變為圖7的形態。更進一步地，本發明提出了通過在現有的偏置電壓生成電路(或簡稱偏壓電路) 的輸出端增加並聯的補償電路來使輸出偏置電壓隨電流波動變化趨緩的偏壓調節方法。根據本發明的方法，該補償電路應具有這樣的功能在電流接近於0的區域，且在麥克風的偏置電壓工作點電壓附近，其輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率快於電壓增長率。在本發明中，所述補償電路或是偏置電壓生成電路的輸入電流，作為簡稱指的是輸出節點的輸入電流，其定義為在相應電路的兩個輸出端點之間，輸出電流的互補電流，即輸出電流的反向形式，如此以便於描述。例如，電路的兩個輸出端點之間的對外輸出電流為I，則輸入電流為-I。從而，當偏置電壓生成電路的輸入電流增大時，大部分的增加的電流將通過補償電路，而不會給輸出偏置電壓VHigh帶來很大影響。應用上述方法的思路的偏置電壓生成電路的原理框圖如圖4所示。其包括電荷泵升壓電路422、整流電路426、濾波電路427和補償電路429。其中，電荷泵升壓電路422 的兩個電壓輸入端420、421分別連接電源電壓輸入端電源電壓VDD和接地端GND ；其輸出端連接到整流電路似6的輸入端，經整流後形成直流輸出；在整流電路似6的輸出端與接地端GND之間並聯連接有濾波電路427和補償電路429 ；整流電路426的直流輸出經由濾波電路427過濾除去高頻成分後，作為高壓輸出端4 的最終輸出VHigh。補償電路應具有這樣的性質在電流接近於0的區域，且麥克風的偏置電壓工作點電壓附近，其偏置電壓輸出節點的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率快於電壓增長率。其中，電荷泵升壓電路422、整流電路426、濾波電路427可應用現有技術中成熟的結構，例如，採用與圖2B和圖2C中整流電路和濾波電容類似的結構，在此不再贅述。應理解的是，實際上本發明的方法適用於並將延及所有類似於圖3所示的電壓電流特性的偏壓電路，並能通過改善整體電路在工作點附近的曲線特性而解決穩定輸出麥克風偏置電壓的問題。因此，在各種現有麥克風電壓偏置電路基礎上應用本發明的方法，均將落入本發明的權利要求保護範圍，而不僅僅以本案背景技術以及具體實施方式
所列舉的實現形式為限。下面以本領域最常見的標準電荷泵電路為例來說明本發明的方法和電路結構。且以二極體為整流電路，單個電容為濾波電路為例。雖然未曾列舉，本領域技術人員應知曉， 各種常見的整流電路，例如橋式整流電路、相應接法的MOS電晶體、可控矽等等均可應用於圖4中的整流電路426 ；以及常用的濾波電路如一階或高階阻容濾波電路等均可應用於圖4 中的濾波電路427。這種常見技術手段的等同替換亦將落入本發明的權利要求範圍內。接下來分別介紹補償電路的兩種優選實現形式。圖5是根據本發明的偏置電壓生成電路的第一實施例的電路圖。電容Cl C4、二極體Dl D4構成了電荷泵升壓電路；二極體D5為整流電路，電容Cf為濾波電容。時鐘輸入端411、413分別接第一和第二時鐘信號CKl、CK2 ；電壓輸入端412接電源電壓VDD ；電荷泵升壓電路的輸出連接到二極體D5的反向端，二極體D5的正向端連接到高偏置電壓VHigh的輸出端418 ；且在輸出端418與接地端GND之間並聯有濾波電容Cf和補償電路419。其中，補償電路419為一 NMOS電晶體。 NMOS電晶體419的襯底和源極一起連接到接地端GND，其漏極連接到高偏置電壓VHigh的輸出端418 ；其柵極也連接到接地端GND。圖5A是圖5中用到的N溝道耗盡型MOS管的輸出特性曲線。較佳的是，本發明中，NMOS電晶體419工作在弱擊穿區，特別是C點的正向鄰域δ (C+)內，亦即，偏置電壓的絕對值大於NMOS的夾斷電壓的絕對值，且偏置電壓的絕對值略大於NMOS的漏源擊穿電壓的絕對值。並且在電路斷電後該場效應管可恢復至正常狀態，不會由於擊穿而損壞。圖6是根據本發明的偏置電壓生成電路的第二實施例的電路圖。圖6中，電容 Cl C4、二極體Dl D4構成了電荷泵升壓電路；二極體D5為整流電路，電容Cf為濾波電容。時鐘輸入端401、403分別接第一和第二時鐘信號CK1、CK2 ；電壓輸入端402接電源電壓VDD ；電荷泵升壓電路的輸出連接到二極體D5的反向端，二極體D5的正向端連接到高偏置電壓VHigh的輸出端408 ；且在輸出端408與接地端GND之間並聯有濾波電容Cf和補償電路409。其中，補償電路409為一普通穩壓二極體或肖特基穩壓二極體。並且，在麥克風的工作電壓點，該穩壓二極體並非工作於穩壓區，而是工作在反向擊穿電壓以下。圖6Α、6Β分別是穩壓二極體的電壓-電流特性和動態電阻特性。實際上本發明利用的是穩壓二極體在I<izmin範圍內的工作特性，因此，也就穩壓二極體的反向擊穿電壓Uz 最好略大於偏置電壓VHigh。特別是令穩壓二極體工作在A點附近的正向鄰域δ (A+)內將是本發明較佳的實施方式。此時，其動態電阻將落入於圖6Β中的AUzK對應的區間。本領域技術人員當可在本發明的教導下，在現有技術基礎上選擇或搭建具有類似電壓電流特性的元件或電路來實現補償電路，這種修改或變化屬於對本發明的等同替換， 將會落入本發明權利要求的範圍。圖7是根據本發明的偏置電壓生成電路的輸出電壓-輸入電流曲線。圖8是現有技術與本發明的偏置電壓生成電路的輸出電壓-輸入電流曲線比較。其中，實現為本發明的情況，虛線為現有技術未應用本發明之前。從圖8可見，應用本發明的補償電路後，能夠在不過多增大電荷泵輸出功率的前提下，使曲線整體性能得以改善。例如，當麥克風的電容組件發生極板接觸時，對應Pl和Ρ2點，其中，本發明電壓下降更多，從而減小靜電力，使極板釋放更容易。而當麥克風在工作電壓12V附近，由於某種因素導致電流增大，例如溼度加大時，偏壓電路的輸出電壓對應Ρ3和Ρ4點，可見，在同樣的電流變動條件下，本發明的電壓下降更少，從而對麥克風靈敏度影響更小。此外，本發明還將延及結合了現有公知麥克風生產技術和工藝與本發明的上述各種偏置電壓生成電路的麥克風產品，以及應用此類麥克風產品的手機、多媒體播放器等消費電子產品以及汽車電子產品。以上對本發明的描述是說明性的，而非限制性的，本專業技術人員理解，在權利要求限定的精神與範圍之內可對其進行許多修改、變化或等效，但是它們都將落入本發明的保護範圍內。
權利要求
1.一種麥克風偏置電壓控制方法，用於矽麥克風的偏置電壓生成電路，所述偏置電壓生成電路包括電荷泵升壓電路、整流電路和濾波電路，其中，電荷泵升壓電路的兩個電壓輸入端分別連接電源電壓VDD和接地端GND ；其輸出端連接到整流電路的輸入端；在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接有濾波電路，其特徵在於，所述方法包括控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和輸入電流之間的關係，使其在電流為0值的鄰域內，其輸出節點的輸入電流隨輸出電壓的增加而增加，並且其增加的斜率隨電壓增加而快速增加。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和輸出節點的輸入電流之間的關係是通過在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接一補償電路實現，且所述補償電路具有這樣的功能在電流接近於0的區域，其工作點電壓在麥克風的偏置電壓附近，補償電路的輸出節點的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率遠遠快於電壓增長率。
3.根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述補償電路為一金屬氧化物場效應管， 且在麥克風正常工作狀態下，其工作在較弱的電場擊穿區，在電路斷電後該場效應管可恢復至正常狀態，不會由於擊穿而損壞。
4.根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述補償電路為一集成在CMOS或者 BiCMOS集成電路工藝中的金屬-半導體二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向擊穿區域，該反向擊穿電壓為偏置電路的輸出電壓，也即所述麥克風的額定偏置電壓。
5.根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述補償電路為一集成在CMOS或者 BiCMOS集成電路工藝中的P-N半導體二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向擊穿區域。該反向擊穿電壓為偏置電路的輸出電壓，也即所述麥克風的額定偏置電壓。
6.一種麥克風偏置電壓生成電路，其包括電荷泵升壓電路、整流電路和濾波電路，其中，電荷泵升壓電路的兩個電壓輸入端分別連接電源電壓VDD和接地端GND ；其輸出端連接到整流電路的輸入端；在整流電路的輸出端與接地端GND之間並聯連接有濾波電路，其特徵在於，所述電路還包括並聯在整流電路的輸出端與接地端GND之間的補償電路，且所述補償電路具有這樣的功能在電流接近於0的區域，且麥克風的偏置電壓工作點電壓附近，其輸出節點的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率快於電壓增長率。
7.根據權利要求6所述的電路，其特徵在於，所述補償電路為一穩壓二極體，且在麥克風正常工作狀態下，其工作在反向非飽和區。
8.根據權利要求7所述的電路，其特徵在於，所述麥克風的額定偏置電壓是在所述穩壓二極體的反向擊穿電壓的正向鄰域內。
9.根據權利要求6所述的電路，其特徵在於，所述補償電路為一金屬氧化物場效應管， 且在麥克風正常工作狀態下，其工作在弱擊穿區；在電路斷電後該場效應管可恢復至正常狀態，不會由於擊穿而損壞。
10.根據權利要求9所述的電路，其特徵在於，所述補償電路為一NMOS金屬氧化物場效應管，且其柵極、襯底和源極均連接到所述接地端GND，其漏極連接到整流電路的輸出端。
11.一種麥克風，其特徵在於，所述麥克風的偏置電壓生成電路為根據上述權利要求6到 10中任意一項所述的電路或者是使用了上述權利要求1-5任意一項所述的偏置電壓控制方法。
全文摘要
一種集成的麥克風偏置電壓控制方法和偏置電路，採用CMOS或者BiCMOS集成電路生產工藝實現，用於包括電荷泵升壓電路、整流電路和濾波電路的矽麥克風的偏置電壓生成電路，所述方法包括控制所述偏置電壓生成電路的輸出電壓和輸入電流之間的關係，使其在電流為0值的鄰域內，其輸出節點的輸入電流隨輸出電壓的增加而增加，並且其增加的斜率隨電壓增加而快速增加。其電路實現為在整流電路的輸出端與接地端之間並聯連接一補償電路實現，且所述補償電路具有這樣的功能在電流接近於0的區域，且麥克風的偏置電壓工作點電壓附近，其輸出節點的輸入電流隨著補償電路兩端電壓的增加而增加，且電流增長率快於電壓增長率。
文檔編號H04R3/02GK102271300SQ20101019912
公開日2011年12月7日 申請日期2010年6月4日 優先權日2010年6月4日
發明者楊少軍 申請人:北京卓銳微技術有限公司