電機驅動電路和電機驅動方法
2023-10-25 19:22:52
專利名稱：電機驅動電路和電機驅動方法
技術領域：
本發明涉及電機驅動技術，特別涉及電機轉速的控制技術。
背景技術：
已知在使DC電機、主軸電機(spindle motor)等電機旋轉時，電機中會產生與其 轉速相應的反電動勢電壓(例如參照專利文獻1)。以往，以橋控制方式使用過檢測反電動 勢地轉動電機的方法(例如錄音帶等)，但因其電壓利用效率較差、電機線圈電阻值隨溫度 變化、精度較差等理由，一般還是採用使用了霍爾傳感器、速度傳感器的方式。但是，如果不 要求高精度，則利用反電動勢電壓的方式還是很有利用價值的。〔專利文獻1〕日本特開2000-166285號公報
發明內容
〔發明所要解決的課題〕在這樣的情況下，本發明人認識到以下課題。電機的線圈兩端的電位差中除反電動勢電壓外還包括線圈的電阻分量所產生的 電壓降，所以難以將該電位差就此作為反電動勢電壓來利用。本發明是鑑於這樣的情況而設計的，其一個方案的例示性目的在於提供一種能準 確地檢測反電動勢電壓的電機驅動技術。〔用於解決課題的手段〕本發明的一個方案涉及一種電機驅動電路。該電機驅動電路包括用於連接作為 驅動對象的電機的H橋電路，其具有兩組串聯連接在電源端子與接地端子之間的高側晶體 管和低側電晶體；電位差檢測電路，用於輸出與電機的兩端的電位差相應的兩端電壓；校 正電路，使用與電機的電阻分量和處於流過電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側 電晶體的一個電晶體的導通電阻之比相應的校正值，來校正該一個電晶體的導通電阻所產 生的電壓降，並作為與電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓而輸出；反電動勢 檢測電路，用於將同兩端電壓與校正電壓之差相應的電壓作為表示電機所產生的反電動勢 電壓的檢測電壓而輸出；以及控制電路，通過脈衝調製來驅動H橋電路，使得與檢測電壓相 應的電機的轉速趨近於所被指定的轉速。通過該方案，能夠從兩端電壓減去與電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正 電壓，所以能夠得到表示電機所產生的反電動勢電壓的檢測電壓。可以是在將處於按第一極性方向流過電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或 低側電晶體的一者記為第一電晶體，將處於按不同於第一極性的第二極性方向流過電機的 驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側電晶體的一者記為第二電晶體時，當電機中按第一 極性流過驅動電流時，校正電路使用同電機的電阻分量與第一電晶體的導通電阻之比相應 的第一校正值，來校正第一電晶體的導通電阻所產生的電壓降，並作為與電機的電阻分量 所產生的電壓降相應的校正電壓而輸出；當電機中按第二極性流過驅動電流時，校正電路
4使用同電機的電阻分量與第二電晶體的導通電阻之比相應的第二校正值，來校正第二晶體 管的導通電阻所產生的電壓降，並作為與電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓 而輸出。此時，能夠在電機按第一極性方向流過驅動電流時和按第二極性方向流過驅動電 流時分別進行校正。控制電路可以取得處於流過電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側晶體 管的一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降，作為表示電機的驅動電流的電壓而用於電流 反饋控制。此時，無需另外設置電流檢測用的電阻。可以在取得校正值時，控制電路通過脈衝調製驅動H橋電路，使得在電機未旋轉 的狀態下所述一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降成為已知的基準電壓。電機驅動電路 可以還包括校正值取得電路，在取得校正值時，將同兩端電壓與基準電壓之比相應的值作 為校正值輸出給校正電路。此時，無需從外部設定校正所要使用的校正值。本發明的另一方案是一種電機驅動方法。該方法是對連接於具有兩組串聯連接在 電源端子與接地端子之間的高側電晶體和低側電晶體的H橋電路的電機進行驅動的電機 驅動方法，包括測定與電機的兩端的電位差相應的兩端電壓的步驟；使用與電機的電阻 分量和處於流過電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側電晶體的一個電晶體的導 通電阻之比相應的校正值，來校正該一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降，得到與電機 的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓的步驟；取得同兩端電壓與校正電壓之差相應 的電壓，作為表示電機所產生的反電動勢電壓的檢測電壓的步驟；以及通過脈衝調製來驅 動H橋電路，使得與檢測電壓相應的電機的轉速趨近於所被指定的轉速的步驟。通過該方案，能夠從兩端電壓減去與電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正 電壓，所以能夠得到表示電機所產生的反電動勢電壓的檢測電壓。另外，將以上構成要素的任意組合、本發明的構成要素及表現形式在方法、裝置、 系統等之間相互轉變的方案，作為本發明的實施方式也是有效的。〔發明效果〕 通過本發明的一個方案，能準確地檢測出反電動勢電壓。
圖1是表示實施方式的電機驅動電路及其所驅動的DC電機的結構的電路圖。圖2是表示圖1的電機驅動電路的動作狀態的時序圖。圖3是表示第一變形例的校正電路的結構的電路4是表示第二變形例的校正電路的結構的電路圖。圖5的(A)、⑶是表示圖1的補償電路的結構的電路圖。圖6的(A) (C)是表示圖1的第一濾波器和第二濾波器中的至少一者的結構的 電路圖。〔標號說明〕1. . .DC電機，10. . .H橋電路，20...電位差檢測電路，30...校正電路，40...反電動勢檢測電路，50...控制電路，60...校正值取得電路，100...電機驅動電路。
具體實施例方式
以下基於優選的實施方式，參照
本發明。對於各附圖中所示的相同或等 同的構成要素、部件、信號標註相同的符號，並適當省略重複的說明。另外，在各附圖中，對 於在說明本發明實施方式上並不重要的一部分部件，省略其圖示。 在本說明書中，所謂「部件A連接於部件B的狀態」，包括部件A與部件B物理地直 接連接的情形，以及部件A與部件B經由不對電連接狀態產生影響的其他部件間接相連接 的情形。本發明的實施方式是驅動DC電機的電機驅動電路，例如能夠合適地應用於使數 字照相機的鏡頭移動的DC電機的驅動電路。此外，還能合適地應用於⑶(Compact Disc)、 DVD (Digital Versatile Disc)等光碟的記錄再現裝置中的光拾取器的頭部分的動作所使 用的DC電機的驅動電路。在實施方式的電機驅動電路中，預先求出DC電機的電阻分量與H橋電路的低側晶 體管的導通電阻之比，使在DC電機旋轉的狀態下該導通電阻所產生的電壓降乘以所求出 的比，由此導出DC電機的電阻分量所產生的電壓降，再通過用DC電機的兩端電壓減去該導 出的電壓降，來導出DC電機所產生的反電動勢電壓。然後進行控制，使得該反電動勢電壓 所表示的電機轉速趨近於所被指定的轉速。圖1是表示實施方式的電機驅動電路100及其所驅動的DC電機1的結構的電路 圖。電機驅動電路100包括H橋電路10、電位差檢測電路20、校正電路30、反電動勢檢測電 路40、控制電路50、校正值取得電路60。電機驅動電路100被輸入表示所被指定的轉速的 指示電壓Vp。電機驅動電路100對DC電機1的端子施加被脈衝寬度調製了的驅動電壓，使 得DC電機i的轉速趨近於所被指定的轉速。電機驅動電路100作為功能IC 一體集成在一 個半導體襯底上。DC電機1包含連接於其第一端子P1和第二端子P2的線圈。在圖1中為說明方 便，將線圈以其等價電路的形式來表現。線圈具有電阻分量Rm(以下，電阻標號也表示其電 阻值)和電感分量Lm。DC電機1的線圈中流過驅動電流(將電流值記為Im)時，因電阻分 量Rm的存在而在DC電機1的第一端子P1與第二端子P2之間產生電壓降(RmX Im)。此 外，在DC電機1旋轉時，DC電機1的第一端子P1和第二端子P2間還產生因其旋轉和電感 分量Lm而引起的反電動勢電壓Eg。S卩，DC電機1的兩端的電位差Vm為Vm = RmX Im+Eg.(式 1)。H橋電路10具有串聯連接在電源電壓Vdd與接地電位(0V)之間的第一高側晶體 管MH1和第一低側電晶體ML1，以及同樣串聯連接在電源電壓Vdd與接地電位之間的第二 高側電晶體MH2和第二低側電晶體ML2。在本實施方式中，第一高側電晶體MH1、第二高側 電晶體MH2是P溝道M0SFET。另外，第一低側電晶體ML1、第二低側電晶體ML2是N溝道 M0SFET。這些電晶體也可以全都是N溝道M0SFET或者雙極型電晶體。第一高側電晶體MH1和第一低側電晶體ML1的連接點的第一開關電壓Vswl被施 加於DC電機1的第一端子PI。第一高側電晶體MH1、第一低側電晶體ML1的導通截止狀態由施加於各電晶體的柵極的第一高側驅動信號SH1、第一低側驅動信號SL1控制。同樣，第二高側電晶體MH2和第二低側電晶體ML2的連接點的第二開關電壓Vsw2 被施加於DC電機1的第二端子P2。第二高側電晶體MH2、第二低側電晶體ML2的導通截止狀態由施加於各電晶體的 柵極的第二高側驅動信號SH2、第二低側驅動信號SL2控制。在本實施方式中，將DC電機1被第一高側電晶體MH1和第二低側電晶體ML2的導 通截止驅動時流過DC電機1的線圈的驅動電流的方向設為正轉方向。在該兩個電晶體都 導通、DC電機1中流過驅動電流時，第一開關電壓Vswl成為由電源電壓Vdd減去第一高側 電晶體MH1的導通電阻所產生的電壓降後的值。此外，第二開關電壓Vsw2成為第二低側晶 體管ML2的導通電阻所產生的電壓降(Rtt2X Im)。將DC電機1被第二高側電晶體MH2和第一低側電晶體ML1的導通截止驅動時流 過DC電機1的線圈的驅動電流的方向設為逆轉方向。不論是在正轉方向還是逆轉方向時， DC電機1的轉速都是通過驅動電晶體的驅動信號的脈衝寬度調製來控制的。電位差檢測電路20輸出與DC電機1的兩端子PI、P2的電位差Vm相應的兩端電 壓Vh。電位差檢測電路20包括第一濾波器22、第二濾波器24、差動放大器26。第一濾波器 22被輸入要施加於DC電機1的第一端子P1的第一開關電壓Vswl。若第一開關電壓Vswl 被脈衝寬度調製了，則第一濾波器22將之平滑化，輸出與第一開關電壓Vswl的振幅對應的 第一平滑電壓Vfl。若第二開關電壓Vsw2被脈衝寬度調製了，則第二濾波器24將之平滑 化，輸出與第二開關電壓Vsw2的振幅對應的第二平滑電壓Vf2。差動放大器26接收第一平滑電壓Vfl和第二平滑電壓Vf2，輸出與其差對應的兩 端電壓Vh。當DC電機1按正轉方向流過驅動電流時，校正電路30使用同DC電機1的電阻分 量Rm與第二低側電晶體ML2的導通電阻之比相應的第一校正值C1來校正第二低側晶 體管ML2的導通電阻所產生的電壓降，並作為與DC電機1的電阻分量Rm所產生的電 壓降相應的校正電壓Vc而輸出。當DC電機1按逆轉方向流過驅動電流時，校正電路30使 用同DC電機1的電阻分量Rm與第一低側電晶體ML1的導通電阻之比相應的第二校正 值C2來校正第一低側電晶體ML1的導通電阻Rmu所產生的電壓降，並作為與DC電機1的 電阻分量Rm所產生的電壓降相應的校正電壓Vc而輸出。校正電路30包括第三開關SW3、乘法器32、第二開關SW2、第一保持電路34、第二 保持電路36。第三開關SW3由後述的選擇電路56所控制，選擇第一平滑電壓Vfl (圖1中Y側) 或第二平滑電壓Vf2(圖1中X側)的一者。在DC電機1按正轉方向流過驅動電流時，第 三開關SW3選擇第二平滑電壓Vf2，在DC電機1按逆轉方向流過驅動電流時，第三開關SW3 選擇第一平滑電壓Vfl。即，第三開關SW3選擇與低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降對 應的電壓。第一保持電路34保持後述的校正值取得電路60在後述的校正模式中所取得的、 與以DC電機1的電阻分量Rm為分子、以第二低側電晶體ML2的導通電阻為分母的分 數值(Rm/Ri2)相對應的第一校正值C1。第二保持電路36保持校正值取得電路60在校正 模式中所取得的、與以DC電機1的電阻分量Rm為分子、以第一低側電晶體ML1的導通電阻
7R-為分母的分數值(Rm/Rn)相對應的第二校正值C2。第二開關SW2由後述的選擇電路56所控制，選擇第一校正值C1 (圖1中X側)和 第二校正值C2(圖1中Y側)中的一者。當DC電機1中按正轉方向流過驅動電流時，第二 開關SW2選擇第一校正值C1，當DC電機1中按逆轉方向流過驅動電流時，第二開關SW2選 擇第二校正值C2。乘法器32使第二開關SW2所選擇的電壓與第三開關SW3所選擇的電壓相乘，作為 校正電壓Vc輸出。當DC電機1中按正轉方向流過驅動電流時，第三開關SW3選擇第二平 滑電壓Vf2、即與第二低側電晶體ML2的導通電阻、2所產生的電壓降(IV2XIm)對應的電 壓。另外，第二開關SW2選擇與以DC電機1的電阻分量Rm為分子、以第二低側電晶體ML2 的導通電阻1^2為分母的分數值(Rm/Ri2)對應的第一校正值C1。因此，將它們相乘後的校 正電壓Vc就對應於DC電機1的電阻分量Rm所產生的電壓降(RmX Im)。艮口，Vc = (Ra2 X Im) X (Rm/Ra2) = RmX Im ......(式 2)。逆轉方向時也是一樣，校正電壓Vc也是對應於DC電機1的電阻分量Rm所產生的 電壓降。乘法器32例如可以是用與校正值保持電路所保持的校正值對應的增益來對第三 開關SW3所選擇的電壓進行放大的放大器。反電動勢檢測電路40將同兩端電壓Vh與校正電壓Vc之差相應的電壓作為表示 DC電機1中所產生的反電動勢電壓Eg的檢測電壓Ve而輸出。如上所述校正電壓Vc對應 於DC電機1的電阻分量Rm所產生的電壓降(RmX Im)。另外，兩端電壓Vh對應於DC電機 1的第一端子P1與第二端子P2之間的電位差Vm，在DC電機1旋轉著的情況下，包含DC電 機1的電阻分量Rm所產生的電壓降(RmXIm)和DC電機1中所產生的反電動勢電壓Eg。 因此，若取兩端電壓Vh與校正電壓Vc之差，則DC電機1的電阻分量Rm所產生的電壓降 (RmXIm)被消除，只剩下DC電機1所產生的反電動勢電壓Eg。艮口，Vh-Vc = Vm-RmX Im= RmX Im+Eg-RmX Im= Eg......(式 3)。控制電路50接受檢測電壓Ve和表示所被指定的轉速的指示電壓Vp，生成用於以 脈衝寬度調製來驅動H橋電路10的第一高側驅動信號SH1、第二高側驅動信號SH2、第一低 側驅動信號SL1及第二低側驅動信號SL2，使得與檢測電壓Ve相應的DC電機1的轉速趨近 於指示電壓Vp所表示的被指定的轉速。另外，控制電路50取得由第三開關SW3所選擇的 電壓、即與低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降對應的電壓，作為表示流過DC電機1的 驅動電流的電壓，將之用於電流反饋控制。控制電路50包括第一減法器52、補償電路54、選擇電路56、基準電壓源58、第一 開關SW1、第二減法器62、緩衝器64、驅動信號生成電路66。第一減法器52輸出同指示電壓Vp與利用緩衝器64乘以適當係數後的檢測電壓 Ve之差對應的頻率差電壓Vf，其中所述係數是為適合於與指示電壓Vp進行比較的係數。頻 率差電壓Vf被補償電路54變換成表示驅動電流的目標值的目標電壓Vt。補償電路54改 變目標電壓Vt，使得頻率差電壓Vf趨近於如下值，即利用反電動勢電壓Eg實測出的轉速與 被指定的轉速之差為零時所對應的值。在圖1的例子中，補償電路54改變目標電壓Vt使得頻率差電壓Vf變小。補償電路54採用公知技術、例如PI (Proportional Integral 比 例-積分)補償器等來構成。第一開關SW1由後述的選擇電路56所控制，選擇目標電壓Vt或基準電壓源58所 輸出的基準電壓Vref的一者。在通常動作模式下，第一開關SW1選擇目標電壓Vt，而在後 述的校正模式下，第一開關SW1選擇基準電壓Vref。第二減法器62將同第一開關SW1所選擇的電壓與第三開關SW3所選擇的電壓之 差對應的差分電壓Vdif輸出給驅動信號生成電路66。在通常動作模式下，差分電壓Vdif 對應於目標電壓Vt與表示DC電機1中流過的驅動電流的電壓之差，即驅動電流的目標值 與實測值之差。在校正模式下，差分電壓Vdif對應於基準電壓Vref與表示DC電機1中流 過的驅動電流的電壓之差。驅動信號生成電路66生成用於通過脈衝寬度調製來驅動H橋電路10的第一高側 驅動信號SH1、第二高側驅動信號SH2、第一低側驅動信號SL1及第二低側驅動信號SL2，使 得差分電壓Vdif變小、即在通常動作模式下驅動電流的目標值與實測值之差變小。更詳細 來說，是驅動信號生成電路66進行控制，使得若差分電壓Vdif大於預定的基準值，就增加 相應量的驅動電壓的佔空比，而若其小於預定的基準值，就減小相應量的驅動電壓的佔空 比。作為控制電路50整體來看，在通常動作模式下，首先是進行控制使得同表示驅動 電流的電壓與表示驅動電流的目標值的目標電壓Vt之差相對應的差分電壓Vdif減小，所 以是進行電流反饋控制。此時，應注意是利用低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降來作 為表示驅動電流的電壓的。由此，與再另外設置電流檢測用電阻的結構相比，能削減部件 數，所以較為有利。另外，由於是進行使同被指定的轉速與利用反電動勢電壓Eg實測出的轉速之差 對應的頻率差電壓Vf減小的控制，所以對於轉速也是進行反饋控制。選擇電路56例如通過參照頻率差電壓Vf或者從外部接受指令，來判斷DC電機1 應按正轉方向流過驅動電流，還是應按照逆轉方向流過驅動電流。在正轉方向的情況下，使 驅動信號生成電路66驅動第一高側電晶體MH1和第二低側電晶體ML2，使第二開關SW2選 擇第一校正值C1，使第三開關SW3選擇第二平滑電壓Vf2。另外，在逆轉方向的情況下，使 驅動信號生成電路66驅動第二高側電晶體MH2和第一低側電晶體ML1，使第二開關SW2選 擇第二校正值C2，使第三開關SW3選擇第一平滑電壓Vfl。選擇電路56在電源接通起的預定期間、例如10ms的期間內，使電機驅動電路100 以校正模式動作，之後以通常動作模式動作。選擇電路56在校正模式下使第一開關SW1選 擇基準電壓Vref，並將基準電壓Vref的值通知給校正值取得電路60。選擇電路56將基準 電壓源58的基準電壓Vref的值設定為DC電機1的轉子尚未開始旋轉的程度的較小值。選擇電路56在校正模式的最初5ms內，使驅動信號生成電路66驅動第一高側晶 體管MH1和第二低側電晶體ML2，使第三開關SW3選擇第二平滑電壓Vf2。由此，在校正模 式的最初5ms內，DC電機1的線圈中按正轉方向流過驅動電流，進行將第二低側電晶體ML2 的導通電阻所產生的電壓降作為驅動電流信息而反饋的電流反饋控制。選擇電路56在校正模式的接下來的5ms內，使驅動信號生成電路66驅動第二高 側電晶體MH2和第一低側電晶體ML1，使第三開關SW3選擇第一平滑電壓Vfl。由此，在校
9正模式的後5ms內，DC電機1的線圈中按逆轉方向流過驅動電流，進行將第一低側電晶體 ML1的導通電阻所產生的電壓降作為驅動電流信息而反饋的電流反饋控制。選擇電路56在通常動作模式下使第一開關SW1選擇目標電壓Vt。校正值取得電路60在校正模式下取得從差動放大器26輸出的兩端電壓Vh，並從 選擇電路56取得基準電壓Vref的值。然後，校正值取得電路60在校正模式的最初5ms內 針對所取得的兩端電壓Vh和基準電壓Vref，將以兩端電壓Vh為分子、以基準電壓Vref為 分母的分數值所對應的電壓作為第一校正值C1輸出給第一保持電路34。在此，說明上述的以兩端電壓Vh為分子、以基準電壓Vref為分母的分數值變得與 以DC電機1的電阻分量Rm為分子、以第二低側電晶體ML2的導通電阻為分母的分數 值相等的原因。首先，在校正模式下，進行電流反饋控制，基準電壓Vref與第二平滑電壓Vf2變 得相等(Vref = Vf2)。這裡，第二平滑電壓Vf2可以視作第二低側電晶體ML2的導通電阻 R『2所產生的電壓降0V2XIm)，所以Vref = Rtt2XIm成立。另一方面，由於在校正模式下 DC電機1不旋轉，所以DC電機1中不產生反電動勢電壓Eg，兩端電壓Vh就等於DC電機1 的電阻分量Rm所產生的電壓降(RmX Im)，即Vh = RmX Im。因此，Vh/Vref = Rm/RML2。校正值取得電路60在校正模式的接下來的5ms內，針對所取得的兩端電壓Vh和 基準電壓Vref，將以兩端電壓Vh為分子、以基準電壓Vref為分母的分數值所對應的電壓 作為第二校正值C2輸出給第二保持電路36。該分數值與以DC電機1的電阻分量Rm為分 子、以第一低側電晶體ML1的導通電阻Rmu為分母的分數值相等，原因如上。下面說明如上那樣構成的電機驅動電路100的動作。圖2是表示圖1的電機驅動電路100的動作狀態的時序圖。圖2中從上到下依次 表示Vf輸出、第一開關SW1的選擇方向、第二開關SW2的選擇方向、第三開關SW3的選擇方向。在時刻tl對電機驅動電路100接通電源後，電機驅動電路100開始校正模式下的 動作。在該校正模式下，第一開關SW1選擇Y側、即基準電壓Vref，DC電機1中流過其轉子 不發生旋轉的程度的驅動電流。因此，電機的轉速為0。電機驅動電路100在從時刻tl起 至10ms後的時刻t3期間內，以校正模式進行動作。另外，在時刻tl起的5ms後的時刻t2， 切換正轉和逆轉。這裡，將時刻tl至時刻t2期間記為用於求取正轉方向下的校正值的第 一校正期間 1，將時刻t2至時刻t3期間記為用於求取逆轉方向下的校正值的第二校正期 間小2。在第一校正期間內，DC電機1中按正轉方向流過驅動電流，第三開關SW3選 擇X側、即第二平滑電壓Vf2側。在第二校正期間內，DC電機1中按逆轉方向流過驅動電 流，第三開關SW3選擇Y側、即第一平滑電壓Vfl側。基於在第一校正期間 1內取得的兩端電壓Vh和所被設定的基準電壓Vref，由校 正值取得電路60算出第一校正值C1，並保持在第一保持電路34中。另外，基於在第二校正 期間6 2內取得的兩端電壓Vh和所被設定的基準電壓Vref，由校正值取得電路60算出第 二校正值C2，並保持在第二保持電路36中。在時刻t3，切換成DC電機1中按正轉方向流過驅動電流的通常動作模式。第一 開關SW1選擇目標電壓Vt，第二開關SW2選擇X側、即第一校正值C1，第三開關SW3選擇X側。驅動信號生成電路66驅動第一高側電晶體MH1和第二低側電晶體ML2。由此，進行使 DC電機1的反電動勢電壓Eg所表示的轉速接近於所被指定的轉速的反饋控制。另外，由於在時刻t3起的一段時間內所被指定的轉速與實際的轉速的差較大，所 以驅動信號生成電路66生成滿佔空比的驅動信號。在時刻t4，參照電機驅動電路100內的頻率差電壓Vf而判斷為DC電機1中按逆 轉方向流過驅動電流。於是第二開關SW2選擇Y側、即第一平滑電壓Vfl，第三開關SW3選 擇Y側、即第二校正值C2。另外，驅動信號生成電路66驅動第二高側電晶體MH2和第一低 側電晶體ML1。由此，在逆轉方向時也是進行使DC電機1中產生的反電動勢電壓Eg所表示 的轉速接近於所被指定的轉速的反饋控制。這樣，通過本實施方式的電機驅動電路100，在通常動作模式下，對於流過驅動電 流的低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降，用DC電機1的電阻分量與該低側電晶體的導 通電阻之比進行校正，從而能夠求出DC電機1的電阻分量所產生的電壓降。由此，能夠從 DC電機1的兩端電壓中減去DC電機1的電阻分量所產生的電壓降，所以能夠從DC電機1 的兩端的電位差中更準確地取出與反電動勢電壓Eg相應的電壓。另外，由於能夠得到與反 電動勢電壓Eg相應的電壓，所以無需另外設置霍爾傳感器等測量轉速的傳感器，有利於部 件個數的削減。作為檢測DC電機中所產生的反電動勢電壓的方法，除本實施方式的方法之外例 如還能想到以下方法。預先測定DC電機的電阻分量，並在低側電晶體與接地電位間設置電 流檢測用的已知電阻。由此，在驅動DC電機時，基於電流檢測用的已知電阻所產生的電壓 降而得出流過DC電機的驅動電流的值，再將該值與預先測定的DC電機的電阻分量相乘，從 而能夠測出DC電機的電阻分量所產生的電壓降。只要從DC電機的兩端的電位差中減去該 電壓降，就能求出反電動勢電壓。然而在上述方法中，需要預先測定DC電機的電阻分量，並且需要設置電流檢測用 的已知電阻。而在本實施方式的電機驅動電路100中，使用DC電機1的電阻分量Rm與低 側電晶體的導通電阻的比作為校正值，所以無需預先測定並保持DC電機的電阻分量，而且 無需另外設置電流檢測用的已知電阻。由此，電路變得更加簡單，能削減部件個數。另外，在本實施方式的電機驅動電路100中，當DC電機1中按正轉方向流過驅動 電流時用與之對應的第一校正值C1進行校正，而在按逆轉方向流過驅動電流時用與之對 應的第二校正值C2進行校正。因此，即使第一低側電晶體ML1的導通電阻與第二低側 電晶體ML2的導通電阻有較大差異，也能補償該差異。另外，在本實施方式的電機驅動電路100中，是將第三開關SW3所選擇的電壓、即 低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降作為表示驅動電流的信息而用於電流反饋控制的。 因此，無需另外設置檢測驅動電流的電路，能夠削減電路規模。上述實施方式是個例示，本領域技術人員能夠理解可以對其各構成要素和各處理 過程的組合進行各種變形，且這些變形例也包含在本發明的範圍內。在實施方式中說明了在第一保持電路34中保持第一校正值C1、在第二保持電路 36中保持第二校正值C2，按正轉方向、逆轉方向而分別使用它們的情況，但不限於此。例如 在認為第一低側電晶體ML1的導通電阻Rmu與第二低側電晶體ML2的導通電阻的差較 小的情況下，也可以在正轉方向、逆轉方向時都使用同DC電機1的電阻分量Rm與第二低側電晶體ML2的導通電阻1^2之比對應的第一校正值C1來作為校正值。圖3是表示第一變形例的校正電路30a的結構的電路圖。校正電路30a包括第三 保持電路70、乘法器72、第三開關SW3。第三保持電路70保持校正值取得電路60在校正 模式下所取得的、與以DC電機1的電阻分量Rm為分子、以第二低側電晶體ML2的導通電阻 1^2為分母的分數值(Rm/IV2)對應的第一校正值C1。乘法器72將第三保持電路70中所保 持的第一校正值C1與第三開關SW3所選擇的電壓相乘，作為校正電壓Vc輸出。即，不論是 正轉方向還是逆轉方向時，第三開關SW3所選擇的電壓都被用第一校正值C1校正。這樣， 通過第一變形例，能夠削減保持校正值的保持電路的數量，能削減電路規模。在實施方式中，說明了將DC電機1的電阻分量Rm與低側電晶體的導通電阻之比 作為校正值來使用的情況，但不限於此。例如也可以將DC電機1的電阻分量Rm與高側晶 體管的導通電阻之比作為校正值來使用。圖4是表示第二變形例的校正電路30b的結構的電路圖。校正電路30b包括第三 保持電路70、乘法器74、差動放大器76、第四開關SW4。第四開關SW4由選擇電路56控制，選擇第一平滑電壓Vfl或第二平滑電壓Vf2的 任一者。第四開關SW4在DC電機1按正轉方向流過驅動電流時選擇第一平滑電壓Vfl，在 DC電機1按逆轉方向流過驅動電流時選擇第二平滑電壓Vf2。即，第四開關SW4選擇與從 電源電壓Vdd減去高側電晶體的導通電阻所產生的電壓降後的電壓對應的電壓。差動放大器76輸出同電源電壓Vdd與第四開關SW4所選擇的電壓之差對應的被 校正電壓Vg。被校正電壓Vg成為與高側電晶體的導通電阻所產生的電壓降對應的電壓。乘法器74將第三保持電路70中所保持的第一校正值C1與被校正電壓Vg相乘， 作為校正電壓Vc輸出。通過第二變形例，能夠利用高側電晶體的導通電阻所產生的電壓降來求出DC電 機1的電阻分量Rm所產生的電壓降。這樣，只要適宜地根據應用而決定使用哪個電晶體的 導通電阻即可，設計的自由度較高。實施方式的電機驅動電路100的一部分功能也可以通過數字處理來實現。例如可 以在第一濾波器22和第二濾波器24的輸入級設置A/D轉換器，將之後的處理數位化。下面說明實施方式的電機驅動電路100的補償電路54的電路構成例子。圖5的 (A)、⑶是表示圖1的補償電路54的結構的電路圖。實施方式的電機驅動電路100的補償電路54可以是數字型的PI (比例-積分) 補償器。圖5的(A)是表示該數字型PI補償器54a的結構的電路圖。PI補償器54a包括第一輸入端子202、第一乘法器204、第二乘法器206、第三乘 法器208、第四乘法器210、第五乘法器212、第一加法器214、第二加法器216、第三加法器 218、第一延遲元件220、第一輸出端子222。第一輸入端子202被輸入表示頻率差電壓Vf的數位訊號。這裡，當第一減法器52 所輸出的頻率差電壓Vf是模擬電壓時，用公知的數模轉換技術將該模擬電壓轉換成表示 頻率差電壓Vf的數位訊號。如此轉換後的數位訊號被輸入到第一輸入端子202。第一乘法器204和第二乘法器206分別對被輸入到第一輸入端子202的數位訊號 乘以預定的第一、第二係數後輸出。第一加法器214將第一乘法器204所輸出的數位訊號 與第四乘法器210所輸出的數位訊號相加後輸出。第一延遲元件220是使數位訊號延遲一
12採樣周期(一採樣時鐘)量的元件，使第一加法器214輸出的數位訊號延遲一周期地輸出。 第四乘法器210使第一延遲元件220輸出的數位訊號乘以預定的第四係數後輸出。第三乘 法器208使第一加法器214輸出的數位訊號乘以預定的第三係數後輸出。第五乘法器212 使第一延遲元件220輸出的數位訊號乘以預定的第五係數後輸出。第二加法器216將第三 乘法器208輸出的數位訊號與第五乘法器212輸出的數位訊號相加後輸出。第三加法器218將PI補償器54a的比例部分、即第二乘法器206輸出的數位訊號， 與PI補償器54a的積分部分、即第二加法器216輸出的數位訊號相加後輸出。第一輸出端 子222是用於將第三加法器218所輸出的數位訊號取出到外部的端子。關於PI補償器54a的積分部分，第一延遲元件220、第四乘法器210、第一加法器 214形成反饋，第一延遲元件220、第五乘法器212、第二加法器216形成前饋。通過調整第 四乘法器210的第四係數和/或第五乘法器212的第五係數，能夠調整來自反饋的貢獻部 分與來自前饋的貢獻部分的比。實施方式的電機驅動電路100的補償電路54也可以是模擬型的PI補償器。圖5 的(B)是表示該模擬型PI補償器54b的結構的電路圖。PI補償器54b包括第二輸入端子224、第一電阻226、第二電阻228、第一電容器 230、第一運算放大器232、第二輸出端子234。第二輸入端子224被輸入第一減法器52所輸出的頻率差電壓Vf。第一電阻226、 第二電阻228、第一電容器230按該順序串聯連接在第二輸入端子224與第二輸出端子234 之間。第一運算放大器232的反相輸入端子連接在第一電阻226與第二電阻228之間。第 一運算放大器232的非反相輸入端子接地。第一運算放大器232的輸出端子連接在第一電 容器230與第二輸出端子234之間。第二輸出端子234是用於將第一運算放大器232的輸 出側的電壓取出到外部的端子。在PI補償器54b中，設在第一運算放大器232的反饋路徑上的第二電阻228承擔 比例部分，同樣設在反饋路徑上的第一電容器230承擔積分部分。下面說明實施方式的電機驅動電路100的第一濾波器22、第二濾波器24的電路構 成例子。圖6的(A) (C)是表示圖1的第一濾波器22和第二濾波器24中的至少一者的 結構的電路圖。實施方式的電機驅動電路100的第一濾波器22可以是模擬型的無源低通濾波器。 圖6的(A)是表示該模擬型的無源低通濾波器22a的結構的電路圖。無源低通濾波器22a包括第三輸入端子302、第三電阻304、第二電容器306、第三 輸出端子308。第三輸入端子302被輸入要施加於DC電機1的第一端子P1的第一開關電壓Vswl。 第三電阻304的一端與第三輸入端子302相連接，另一端與第二電容器306的一端相連接。 第二電容器306的另一端接地。第三輸出端子308輸出第二電容器306的一端的電壓。第二濾波器24也可以是模擬型的無源低通濾波器。該無源低通濾波器的結構與 上述無源低通濾波器22a的結構相同。實施方式的電機驅動電路100的第一濾波器22也可以是模擬型的有源低通濾波 器。圖6的(B)是表示該模擬型的有源低通濾波器22b的結構的電路圖。有源低通濾波器22b包括第四輸入端子310、第四電阻312、第三電容器314、第五電阻316、第二運算放大器318、第四輸出端子320。第四輸入端子310被輸入要施加於DC電機1的第一端子P1的第一開關電壓Vswl。 第四電阻312的一端連接於第四輸入端子310，另一端連接於第二運算放大器318的反相輸 入端子。第三電容器314和第五電阻316並聯設置於從第二運算放大器318的輸出端子至 反相輸入端子的反饋路徑上。第二運算放大器318的非反相輸入端子接地。第四輸出端子 320是用於將第二運算放大器318的輸出側的電壓取出到外部的端子。第二濾波器24也可以是模擬型的有源低通濾波器。該有源低通濾波器的結構與 上述有源低通濾波器22b的結構相同。實施方式的電機驅動電路100的第一濾波器22可以是數字型的低通濾波器。圖 6的(C)是表示該數字型的低通濾波器22c的結構的電路圖。低通濾波器22c包括第五輸入端子322、第六乘法器324、第四加法器326、第七乘 法器328、第五加法器330、第八乘法器332、第九乘法器334、第二延遲元件336、第五輸出 端子338。低通濾波器22c的結構與圖5的(A)所示的PI補償器54a中除第二乘法器206 和第三加法器218外的結構一樣。即，第六乘法器324、第四加法器326、第七乘法器328、第 五加法器330、第八乘法器332、第九乘法器334、第二延遲元件336分別對應於第一乘法器 204、第一加法器214、第三乘法器208、第二加法器216、第四乘法器210、第五乘法器212、第 一延遲元件220。第二濾波器24也可以是數字型的低通濾波器。該數字型的低通濾波器的結構與 上述低通濾波器22c的結構相同。
1權利要求
一種電機驅動電路，其特徵在於，包括用於連接作為驅動對象的電機的H橋電路，其具有兩組串聯連接在電源端子與接地端子之間的高側電晶體和低側電晶體；電位差檢測電路，用於輸出與上述電機的兩端的電位差相應的兩端電壓；校正電路，使用與上述電機的電阻分量和處於流過上述電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側電晶體的一個電晶體的導通電阻之比相應的校正值，來校正上述一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降，並作為與上述電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓而輸出；反電動勢檢測電路，用於將同上述兩端電壓與上述校正電壓之差相應的電壓，作為表示上述電機所產生的反電動勢電壓的檢測電壓而輸出；以及控制電路，通過脈衝調製來驅動上述H橋電路，使得與上述檢測電壓相應的上述電機的轉速趨近於所被指定的轉速。
2.如權利要求1所述的電機驅動電路，其特徵在於在將處於按第一極性方向流過上述電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側晶 體管的一者記為第一電晶體，將處於按不同於上述第一極性的第二極性方向流過上述電機 的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側電晶體的一者記為第二電晶體時，當上述電機中按上述第一極性流過驅動電流時，上述校正電路使用同上述電機的電阻 分量與上述第一電晶體的導通電阻之比相應的第一校正值，來校正上述第一電晶體的導通 電阻所產生的電壓降，並作為與上述電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓而輸 出；當上述電機中按上述第二極性流過驅動電流時，上述校正電路使用同上述電機的電阻 分量與上述第二電晶體的導通電阻之比相應的第二校正值，來校正上述第二電晶體的導通 電阻所產生的電壓降，並作為與上述電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓而輸 出ο
3.如權利要求1所述的電機驅動電路，其特徵在於上述控制電路取得處於流過上述電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體或低側晶體 管的一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降，作為表示上述電機的驅動電流的電壓而用於 電流反饋控制。
4.如權利要求1所述的電機驅動電路，其特徵在於在取得上述校正值時，上述控制電路通過脈衝調製驅動上述H橋電路，使得在上述電 機未旋轉的狀態下上述一個電晶體的導通電阻所產生的電壓降成為已知的基準電壓；上述電機驅動電路還包括校正值取得電路，在取得上述校正值時，將同上述兩端電壓 與上述基準電壓之比相應的值作為上述校正值輸出給上述校正電路。
5.如權利要求1至4的任一項所述的電機驅動電路，其特徵在於， 上述控制電路包括第一減法器，輸出同相應於上述檢測電壓的上述電機的轉速與上述所被指定的轉速之 差對應的頻率差電壓；補償電路，生成表示流過上述電機的驅動電流的目標值的目標電壓，使得上述頻率差 電壓趨近於如下值，即上述相應於檢測電壓的上述電機的轉速與上述所被指定的轉速之差 為零時所對應的值；基準電壓源，用於輸出基準電壓；第一開關，用於選擇上述目標電壓或上述基準電壓中的一者； 第二減法器，用於輸出同上述第一開關所選擇的電壓與表示流過上述電機的驅動電流 的電壓之差對應的差分電壓；驅動信號生成電路，通過脈衝調製驅動上述H橋電路，使得上述差分電壓趨近於如下 值，即上述第一開關所選擇的電壓與表示流過上述電機的驅動電流的電壓之差為零時所對 應的值；以及選擇電路，在第一模式下使上述第一開關選擇上述基準電壓，在第二模式下使上述第 一開關選擇上述目標電壓。
6.如權利要求5所述的電機驅動電路，其特徵在於 上述補償電路是數字型的比例積分補償器。
7.如權利要求5所述的電機驅動電路，其特徵在於 上述補償電路是模擬型的比例積分補償器。
8.如權利要求1至7的任一項所述的電機驅動電路，其特徵在於， 上述電位差檢測電路包括第一濾波器，用於對要施加於上述電機的一端的電壓進行平滑化；和 第二濾波器，用於對要施加於上述電機的另一端的電壓進行平滑化； 上述第一濾波器和上述第二濾波器中的至少一者是模擬型的無源低通濾波器。
9.如權利要求1至7的任一項所述的電機驅動電路，其特徵在於， 上述電位差檢測電路包括第一濾波器，用於對要施加於上述電機的一端的電壓進行平滑化；和 第二濾波器，用於對要施加於上述電機的另一端的電壓進行平滑化； 上述第一濾波器和上述第二濾波器中的至少一者是模擬型的有源低通濾波器。
10.如權利要求1至7的任一項所述的電機驅動電路，其特徵在於， 上述電位差檢測電路包括第一濾波器，用於對要施加於上述電機的一端的電壓進行平滑化；和 第二濾波器，用於對要施加於上述電機的另一端的電壓進行平滑化； 上述第一濾波器和上述第二濾波器中的至少一者是數字型的低通濾波器。
11.一種對連接於具有兩組串聯連接在電源端子與接地端子之間的高側電晶體和低側 電晶體的H橋電路的電機進行驅動的電機驅動方法，其特徵在於，包括測定與上述電機的兩端的電位差相應的兩端電壓的步驟；使用與上述電機的電阻分量和處於流過上述電機的驅動電流的路徑上的高側電晶體 或低側電晶體的一個電晶體的導通電阻之比相應的校正值，來校正上述一個電晶體的導通 電阻所產生的電壓降，得到與上述電機的電阻分量所產生的電壓降相應的校正電壓的步 驟；取得同上述兩端電壓與上述校正電壓之差相應的電壓，作為表示上述電機所產生的反 電動勢電壓的檢測電壓的步驟；以及通過脈衝調製來驅動上述H橋電路，使得與上述檢測電壓相應的上述電機的轉速趨近 於所被指定的轉速的步驟。
全文摘要
本發明提供一種檢測反電動勢電壓的電機驅動電路和電機驅動方法。電機驅動電路(100)包括H橋電路(10)、電位差檢測電路(20)、校正電路(30)、反電動勢檢測電路(40)、控制電路(50)、校正值取得電路(60)。H橋電路連接於DC電機(1)。電位差檢測電路輸出與DC電機的兩端的電位差相應的兩端電壓。校正電路輸出與電阻分量相應的校正電壓。反電動勢檢測電路將同兩端電壓與校正電壓之差相應的電壓作為表示反電動勢電壓的檢測電壓而輸出。控制電路通過脈衝寬度調製來驅動H橋電路。校正電路使用同電阻分量與低側電晶體的導通電阻之比相應的校正值來校正該低側電晶體的導通電阻所產生的電壓降，作為與電阻分量相應的校正電壓。
文檔編號H02P7/29GK101854143SQ20101010691
公開日2010年10月6日 申請日期2010年1月22日 優先權日2009年1月23日
發明者清水立郎 申請人:羅姆股份有限公司