頻率自動控制方法和裝置以及解調裝置的製作方法

2023-10-09 17:11:44 1

專利名稱：頻率自動控制方法和裝置以及解調裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及適用於衛星通信、移動衛星通信以及移動地面通信等的數字解調處理的頻率自動控制方法和裝置以及適用該裝置的解調裝置。
但是，存在下述問題，在收發信機的振蕩電路的頻率穩定性和精度不夠時，若不通過利用某些處理去除該頻率偏移而自動控制無線接收信號的頻率，就不能高精度地推斷並補償衰減失真。
另外，移動通信是在固定站和移動站之間，或在移動站之間進行收發。從而，在2個局相對移動時，無線接收信號由都卜勒變動頻率偏移。因此，即使收發信機的振蕩電路的穩定性和精度高，在無線接收信號的頻率和基準信號的振蕩頻率之間也產生頻率偏移。
用於補償頻率偏移的技術例如在「數字移動無線通信方法」(特開平9-93302號公報)公開。在該現有文獻公開的技術是利用已知信號(導頻信號)的相位變動信息去除頻率偏移。
該現有技術中，從發送側發送以每個插入周期NF插入2個符號的已知信號的無線發送信號。另一方面，在接收側，計算出連接的2個符號的已知信號間的相位變化量，根據該計算出的相位變化量轉動無線接收信號的相位。這樣，從無線接收信號中去除頻率偏移。
但是，在電波的傳輸線路存在直波和多徑波混合的萊斯衰減的傳輸線路。此時，直波受到都卜勒位移。因此，如圖24(a)所示，直波的頻率fn成為從振蕩電路的穩定性等引起的偏移fOFST還偏離都卜勒位移引起的都卜勒位移量fDP部分的值。
另一方面，上述現有技術中，作為頻率偏移推斷2個連續符號的已知信號間的相位變化量。此時求出的頻率偏移相當於接收機側的振蕩頻率f0和直波頻率fD之差。即，上述現有技術中，如圖24(b)所示，進行使直波頻率fD與振蕩頻率f0幾乎一致的頻率控制。此時，都卜勒擴展的中心頻率fM從振蕩頻率f0偏移都卜勒位移量fDP部分。從而，都卜勒擴展成為表面擴展的狀態，相當於都卜勒擴展的端的頻率與振蕩頻率f0有較大偏移。所以不能較好補償頻率偏移。因此，解調無線接收信號之後的誤比特率特性(以下，稱為「BER」特性)會惡化。
另外，本發明的另一目的在於提供一種通過適用上述頻率自動控制裝置，可以提高解調精度的解調裝置。
用於實現上述目的的本發明是通過補償周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號的頻率偏移，控制上述無線接收信號的頻率的頻率自動控制方法中，根據包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率和上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率，根據該2個頻率，補償上述無線接收信號的頻率偏移。
該結構中，通過根據直波頻率補償頻率偏移，可以充分確保頻率偏移的補償範圍，而且，通過根據都卜勒擴展的中心頻率補償頻率偏移，可以確保較好的BER特性。即，可以同時確保充分的頻率偏移補償範圍和良好的BER特性。
另外，通過將以上結構適用於解調裝置，可以對良好去除頻率偏移的無線接收信號進行解調處理。從而，可以提高解調質量。
圖2是表示脈衝串信號的格式的圖。
圖3是說明解調處理的流程圖。
圖4是說明頻率偏移的推斷時間的圖。
圖5是說明頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖6是表示BER特性的曲線圖。
圖7是說明第1頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖8是說明第2頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖9是說明第2頻率偏移推斷處理的概念圖。


圖10是說明基於實施例1的BER的曲線圖。
圖11是說明本發明實施例2的第1頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖12是說明本發明實施例3的第2頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖13是說明本發明實施例4的第2頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖14是說明本發明實施例5的第1頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖15是說明本發明實施例6的第1頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖16是說明本發明實施例7的頻率偏移推斷處理的流程圖。
圖17是說明本發明實施例8的解調處理的流程圖。
圖18是說明本發明實施例9的解調處理的流程圖。
圖19是說明本發明實施例10的解調處理的流程圖。
圖20是說明第1AFC處理的流程圖。
圖21是說明第2AFC處理的流程圖。
圖22是說明本發明實施例11的解調處理的流程圖。
圖23是說明本發明實施例12的解調處理的流程圖。
圖24是說明頻率偏移推斷範圍、推斷精度以及頻率偏移候補的關係的概念圖。
實施發明的最佳例以下，根據附圖具體說明本發明的實施例。
具體說來，作為該無線通信系統可以適用衛星通信系統、移動衛星通信系統和移動地面通信系統。衛星通信系統中，發送機1和接收機10適用於在地面上的不同位置配置的地面站。移動衛星通信系統中，發送機1適用於設置在地面上的地面站和移動站中的一個，接收機10適用於上述2個站中與發送機1相反的另一站。移動地面通信系統中，發送機1適用於基站和移動站中的一個，接收機10適用於上述2個站中與發送機1相反的另一站。
另外，作為移動衛星通信系統的移動站可以適用單模式或雙模式的衛星可攜式電話等。作為移動地面通信的移動站可以適用可攜式電話等。
該通信系統以TDMA(Time Division Multiple Access)為通信方式。從而，發送機1向接收機10無線發送與規定時隙同步的脈衝串信號。接收機10解調接收的脈衝串信號，去除頻率偏移之後，恢復成原來的信號。
發送機1具有已知信號插入電路2、調製電路3和發送電路4。已知信號插入電路2在應發送的信息信號周期插入已知信號，生成調製前的脈衝串信號。具體說來，如圖2(a)所示，已知信號插入電路2對(NF-NP)符號的信息在每個NF符號周期插入連續NP符號的已知信號序列(以下稱為「已知信號組」)。NP為大於2的整數(NP≥2)。另外，用(kNF+i)Ts表示插入已知信號的時刻。在此，k表示已知信號的插入順序。i為大於0、小於(NP-1)的值(0≤i≤NP-1)。TS為符號周期。
已知信號插入電路2將調製前的脈衝串信號提供給調製電路3。調製電路3調製該調製前的脈衝串信號，並輸出調製後的脈衝串信號。調製電路3將該已調製的脈衝串信號與規定時隙同步地提供給發送電路4。具體說來，如圖2(b)所示，調製電路3將脈衝串信號B、B+1、B+2、B+3、…與規定時隙S1、S2、S3、S4、…同步地提供給發送電路4。發送電路4將該脈衝串信號與電波重疊地發送給接收機10。
接收機10包括接收電路11和解調電路12。接收電路11由放大器和變頻器等構成，將作為無線接收信號的接收脈衝串信號的頻率變換成中間頻率並作為接收IF信號輸出。解調裝置12利用準同步檢波解調接收電路11輸出的接收IF信號，恢復成原來的信息信號。具體說來，解調裝置12具有變頻電路21、2個A/D(Analog/Digital)變換電路25a、25b和、作為頻率自動控制裝置或數位訊號處理裝置的DSP(Digital Signal Processor)26，通過DSP26進行數字解調處理，恢復成原來的信息信號。
變頻電路21將周期含有多個已知信號的接收IF信號變換為模擬基帶信號，包括1個振蕩電路22、2個乘法電路23a、23b和π/2相移電路24。振蕩電路22產生預定振蕩頻率的局部振蕩信號。在振蕩電路22產生的局部振蕩信號分別輸入到2個乘法電路23a、23b。此時，在I信道的乘法電路23a經π/2相移電路24輸入局部振蕩信號。π/2相移電路24將局部振蕩信號的相位相移π/2。從而，在各乘法電路23a、23b輸入相位相互偏離π/2的局部振蕩信號。
乘法電路23a、23b分別混合接收IF信號和局部振蕩信號。其結果，生成I信道和Q信道的模擬基帶信號。將該生成的各模擬基帶信號分別提供給A/D變換電路25a、25b。A/D變換電路25a、25b將各模擬基帶信號分別變換為I信道和Q信道的數字基帶信號。分別將各數字基帶信號提供給DSP26。
DSP26將由該A/D變換電路25a、25b生成的數字基帶信號作為輸入，基於該輸入的數字基帶信號所含的各已知信號的失真量，推斷直波頻率和都卜勒擴展的中心頻率，基於該2個頻率補償率偏移。這樣，DSP26自動控制數字基帶信號的頻率。而且，DSP26通過從頻率偏移補償後的數字基帶信號去除衰減失真，之後解調數字基帶信號，恢復原來的信息信號。
具體說來，DSP26具有由ROM等構成的存儲部26a。在存儲部26a存儲作為電腦程式的解調處理程序。DSP26通過執行在存儲部26a存儲的解調處理程序，實現推斷上述2個頻率、補償頻率偏移、補償衰減失真以及解調等一系列解調處理。
圖3是說明DSP26執行的解調處理的流程圖。DSP26對從A/D變換電路25a、25b提供的數字基帶信號進行波形整形處理等濾波處理(步驟S1)。這樣，DSP26從數字基帶信號中去除大於規定截止頻率的噪聲分量等高頻分量。
接著，DSP26進行奈奎斯特點檢測處理(步驟S2)。具體說來，DSP26通過檢測數字基帶信號的奈奎斯特點，得到對應奈奎斯特點的數字基帶信號r(kNF+i)另外，與奈奎斯特點對應的數字基帶信號r(kNF+i)表示為下式(1)。下式(1)中，c(kNF+i)為衰減引起的失真量。另外，A為信號振幅，b(kNF+i)為符號值。n(kNF+i)為高斯噪聲。r(kNF+i)＝Ac(kNF+i)b(kNF+i)+n(kNF+i) …(1)接著，DSP26進行頻率自動控制處理(步驟S3～S5)。頻率自動控制處理是推斷以振蕩電路22的振蕩頻率f0為基準的頻率偏移，通過從數字基帶信號r(kNF+i)中去除該推斷的頻率偏移，自動控制數字基帶信號r(kNF+i)的頻率的處理。換言之，DSP26根據與無線接收信號對應的數字基帶信號周期地包含的多個已知信號的失真量，推斷直波頻率和都卜勒擴展的中心頻率，通過根據該2個頻率補償數字基帶信號r(kNF+i)的頻率偏移，自動控制數字基帶信號r(kNF+i)的頻率。
另外，換言之，DSP26從根據與無線接收信號對應的數字基帶信號r(kNF+i)周期所含的多個已知信號的失真量而推斷的直波頻率和都卜勒擴展的中心頻率推斷數字基帶信號r(kNF+i)的頻率偏移，通過從數字基帶信號r(kNF+i)中去除該推斷的頻率偏移，自動控制數字基帶信號r(kNF+i)的頻率。
具體說明頻率自動控制處理，DSP26首先執行頻率偏移推斷處理(步驟S3)。具體說來，DSP26基於數字基帶信號r(kNF+i)，作為頻率偏移推斷出相當於1符號間的相位轉動量的相位差θS(mLNF)。更具體說來，DSP26根據在數字基帶信號r(kNF+i)所含的多個已知信號的失真量，在每個推斷周期T(＝LNFTS)訪問的推斷時刻mT(m為自然數)(參考圖4)求出作為頻率偏移的相位差θs(mLNF)。
接著，DSP26以1符號周期Ts，對該求出的相位差θS(mLNF)進行積分處理(步驟S4)。具體說來，如下式(2)所示，DSP26以每個符號周期Ts循環相加相位差θS(mLNF)。這樣，DSP26得到累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)。下式(2)中，l相當於與已知信號組一一對應的識別號，其值大於0、小於(L-1)(0≤l≤L-1)。另外，L為在推斷周期T內包含的已知信號組的個數。θ((m-l)LNF+lNF+i)＝θ((m-l)LNF+lNF+i-l)+θS(mLNF)…(2)接著，DSP26根據該累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)進行從數字基帶信號r(kNF+i)去除頻率偏移的頻率偏移去除處理(步驟S5)。具體說來，DSP26將數字基帶信號r(kNF+i)的相位向逆方向轉動與累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)量相當的部分。這樣，可以從數字基帶信號r(kNF+i)中去除頻率偏移。即，如下式(3)所示，DSP26得到去除了頻率偏移的數字基帶信號rR(kNF+i)。這樣，DSP26自動控制數字基帶信號的頻率。
rR(kNF+i)=rR((m-l)LNF+lNF+i)…(3)＝r((m-l)LNF+lNF+i)exp[-jθ((m-l)LNF+lNF+i)
接著，DSP26進行從數字基帶信號rR(kNF+i)推斷並去除衰減失真的衰減失真補償處理(步驟S6)。具體說來，DSP26從數字基帶信號rR(kNF+i)中抽取NP符號的已知信號。另外，已經從該抽取的已知信號去除了發送機1和接收機10引起的頻率偏移。
DSP26根據該抽取的NF符號的已知信號檢測衰減失真。DSP26根據該檢測的衰減失真，進行高斯補插和維納補插等補插處理。這樣，DSP26推斷信息信號的衰減失真。並且，DSP26去除推斷的衰減失真。這樣，DSP26進行數字基帶信號rR(kNF+i)的衰減補償。
之後，DSP26進行數據判斷處理(步驟S7)。具體說來，DSP26從該衰減補償的數字基帶信號判斷原來的信息信號。這樣，完成解調處理。
圖5是說明頻率偏移推斷處理的流程圖。該頻率偏移推斷處理包括第1頻率偏移推斷處理和第2頻率偏移推斷處理。即，DSP26通過組合第1頻率偏移推斷處理和第2頻率偏移推斷處理，推斷頻率偏移。
第1頻率偏移推斷處理是作為第1頻率偏移推斷無線接收信號中的直波頻率的處理。第2頻率偏移推斷處理是作為第2頻率偏移推斷無線接收信號中的都卜勒擴展的中心頻率的處理。DSP26從這些2個頻率偏移推斷處理推斷的第1和第2頻率偏移推斷最終的頻率偏移。
像這樣組合2個頻率偏移推斷處理的理由如下。如在「技術背景」項中所述，作為頻率偏移補償直波頻率fD的情況下，如圖24(b)所示，都卜勒擴展還進一步擴展，BER特性惡化。另一方面，在作為頻率偏移補償都卜勒擴展的中心頻率fM時，如圖24(c)所示，直波具有相當於都卜勒位移量fDP的頻率偏移，但都卜勒擴展是仍是原來的擴展。因此，BER特性比將直波頻率fD作為頻率偏移時惡化小。
圖6是表示BER特性的曲線圖。從該曲線圖可知，在用比直波頻率fD更接近都卜勒擴展的中心頻率fM的頻率進行補償將BER特性惡化抑制到最小的意義上，可知是最佳頻率偏移。即，從防止BER特性惡化的觀點，希望不是以直波頻率fD，而是以都卜勒擴展的中心頻率fM為頻率偏移。
另一方面，在作為頻率偏移補償都卜勒擴展的中心頻率fM時，可以抑制BER特性的惡化，但有頻率偏移補償範圍相對窄的問題。與此不同，在作為頻率偏移補償直波頻率fD時，可以確保相對寬的頻率偏移補償範圍。
具體說來，一般在某個時間Δt內相位轉動Δθ時，則頻率偏移Δf可表示為下式(4)。f=12t(4)]]>在使用已知信號間的相位轉動量推斷該頻率偏移Δf時，可以表示為下式(5)。下式(5)中，ΔθP表示已知信號間的相位轉動量。另外，Rs(Symbol/s)表示信號的發送速度。f=12t=12RrNFP(5)]]>由於相位轉動量ΔθP的檢測範圍為-π≤ΔθP≤π，所以結果，頻率偏移Δf的可推斷範圍如下式(6)所示。-Rs2NFfRs2NF(6)]]>推斷直波頻率fD時，由於利用鄰接的已知信號間的相位轉動量，所以與上述(6)式中NF＝1時等價。即，第1頻率偏移推斷處理的頻率偏移推斷範圍fDET1為大於-RS/2、小於RS/2。
另外，在推斷都卜勒擴展的中心頻率fM時，由於利用在每個NF符號插入的已知信號組間的相位轉動量，該頻率偏移推斷範圍fDET2為與上式(6)所示範圍相同。即，第2頻率偏移推斷處理的頻率偏移推斷範圍fDET2為大於-RS/2NF、小於RS/2NF。
像這樣，可知第1頻率偏移推斷處理的頻率偏移推斷範圍fDET1為第2頻率偏移推斷處理的頻率偏移推斷範圍fDET2的NF倍。即，第1頻率偏移推斷處理中，可以在相對寬的頻率偏移推斷範圍fDET1推斷頻率偏移。
通過上述，該實施例1中，通過推斷直波頻率fD和都卜勒擴展的中心頻率fM，並將該2個頻率fD、fM用於頻率偏移補償，可以確保充分的頻率偏移補償範圍，並可以抑制BER特性惡化。
以下，具體說明頻率偏移推斷處理。首先，DSP26進行失真量檢測處理(步驟T1)。失真量檢測處理是基於已知信號，以符號單位檢測傳送線路的失真量的處理。即，如下式(7)所示，DSP26基於數字基帶信號r(kNF+i)所含的NP符號的已知信號組，對該已知信號組的各符號檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)。此時，傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)相當於數字基帶信號r(kNF+i)的振幅和相位的失真量。另外，下式(7)中，bP為已知信號的符號值。cEPi(kNF+i)=r(kNF+i)bp=Ac(kNF+i)+n(kNF+i)bp(7)]]>接著，DSP26基於檢測的傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)，進行第1頻率偏移推斷處理(步驟T2)。具體說來，DSP26根據傳送線路的失真量cEPi(KNF+i)，作為第1頻率偏移推斷直波頻率。更具體說來，DSP26根據傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)中鄰接的已知信號間的失真量cEPi(kNF+i)，作為第1頻率偏移推斷相當於鄰接的已知信號間的相位轉動量的相位差θEP1(mLNF)。
接著，DSP26進行根據該推斷的相位差θEP1(mLNF)從上述各已知信號的失真量去除第1頻率偏移的頻率偏移去除處理(步驟T3)。具體說來，如下式(8)所示，DSP26通過將上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)的相位轉動相位差θEP1(mLNF)來補償相位。這樣，DSP26得到去除了第1頻率偏移的失真量cEPl(kNF+i)。cEP1(kNF+i)＝cEPi(kNF+i)exp[-jθ(kNF+i)]θ(kNF+i)＝θ(kNF+i-l)+θEP1(mLNF) …(8)接著，DSP26進行第2頻率偏移推斷處理(步驟T4)。具體說來，DSP26根據去除第1頻率偏移後的失真量cEP1(kNF+i)，推斷第2頻率偏移。更具體說來，DSP26根據去除第1頻率偏移後的失真量cEP1(kNF+i)中的周期插入的已知信號間的失真量，作為第2頻率偏移推斷相當於1符號間的相位轉動量的相位差θEP2(mLNF)。
接著，DSP26進行相位合成處理(步驟T5)。具體說來，如下式(9)所示，DSP26通過合成上述2個相位差θEP1(mLNF)和θEP2(mLNF)，推斷作為最終頻率偏移的相位差θS(mLNF)。θS(mLNF)＝θEP1(mLNF+θEP2(mLNF) …(9)圖7是更具體說明第1頻率偏移推斷處理的流程圖。首先，DSP26進行相位差矢量運算處理(步驟U1)。具體說來，DSP26基於上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)，求出相位差矢量DEP(kNF)。更具體說來，如下式(10)所示，DSP26基於傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)中的任一已知信號組內的鄰接的已知信號間的失真量，求出相位差矢量cEPi(kNF+i)。下式(10)中，i相當於與已知信號一一對應的識別號，其值大於0、小於(NP-2)(0≤i≤NP-2)。另外，*表示共軛複數。DEP(kNF)=i=0NP-2CEP(i+1)(kNF+i+1)cEPi*(kNF+i)(10)]]>接著，DSP26進行相位差矢量平均處理(步驟U2)。具體說來，DSP26平均整個推斷期間T的任一已知信號組的相位差矢量DEP(kNF)，求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)。
更具體說來，DSP26在推斷時刻(m-1)T至推斷時刻mT的推斷期間T收集已知信號組的相位差矢量DEP(kNF)(參考圖4)。在測定期間T內的已知信號組的個數為L時，DSP26得到L個相位差矢量DEP((m-l)T+lNF)。另外，l相當於與已知信號組一一對應的識別號，其值大於0、小於(L-1)(0≤l≤L-1)。接著，如下式(11)所示，DSP26通過平均上述收集的L個相位差矢量DEP((m-l)LNF+lNF)，求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)。DEPA(mLNF)=l=0L-1DEP((m-1)LNF+lNF)(11)]]>接著，DSP26進行相位差運算處理(步驟U3)。具體說來，如下式(12)所示，DSP26基於平均相位差矢量DFPA(mLNF)求出相位差θEP1(mLNF)。這樣，在比第2頻率偏移推斷處理的頻率偏移推斷範圍fDET2更寬的頻率偏移推斷範圍fDET1內推斷相當於直波頻率的第1頻率偏移。EP1(mLNF)=tan-1Im[DEPA(mLNF)]Re[DEPA(mLNF)](12)]]>圖8是說明第2頻率偏移推斷處理的流程圖。首先，DSP26進行失真量平均處理(步驟V1)。具體說來，DSP26對去除第1頻率偏移的已知信號組的傳送線路的失真量CEP1(kNF+i)(0≤i≤NP-1)進行平均處理，求出平均失真量CEP(kNF)。
更具體說來，如下式(13)所示，DSP26相加與任一已知信號組內的各符號對應的失真量cEP1(kNF+i)，用已知信號組內的已知信號的符號數NP除該相加值。這樣，DSP26得到排除噪聲等的1個已知信號組的傳送線路的平均失真量cEP(kNF)。cEP(kNF)=1Npi=0Np-1cEP1(kNF+i)(13)]]>接著，DSP26根據該平均失真量cEP(kNF)進行組間離散付裡葉變換(DFT)處理(步驟V2)。具體說來，DSP26通過對推斷期間T(＝LNFTS)內的L個已知信號組的傳送線路的平均失真量cEP((m+l)NF)(0≤l≤L-1)進行DFT處理，分別求出與多個頻率偏移候補nΔfRES對應的信號功率Pf(n)。
更具體說來，DSP26在頻率偏移推斷範圍fDET2內，如圖9(a)的「○」所示，求出與在每個規定推斷精度ΔfRES設定的多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。在此，如上述，上述頻率偏移推斷範圍fDET2由已知信號的插入周期NF確定，若使用推斷精度ΔfRES，表示為大於-MΔfRES、小於MΔfRES的範圍。另外，上述M為常數，可用下式(14)近似表示。MRs2NFfRES(14)]]>DSP26在頻率偏移推斷範圍fDET2內，將上述平均失真量cEP((m+l)NF)的相位轉動與各頻率偏移候補nΔfRES分別對應的相位量。接著，DSP26矢量合成相位轉動後的平均失真量cEP((m+l)NF)。這樣，如圖9(b)的箭頭所示，DSP26得到與多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。
用下式(15)綜合以上處理。下式(15)中，Rs為信號的傳送速率，n為大於-(M+W)、小於(M+W)的值。另外，W為表示後述的頻率窗口的頻帶的參數。Pf(n)=|l=0L-1cEP((m+1)NF)exp(-j2lNFnfRESRs)|2(15)]]>接著，DSP26進行窗口功率運算處理(步驟V3)。具體說來，DSP26求出與具有規定頻帶的頻率窗口一一對應的窗口功率Ef(n)。頻率窗口的頻帶為例如推斷精度ΔfRES的2W倍。W設定為對應於傳輸線路的衰減狀況，例如設定為都卜勒擴展的2倍左右。如下式(16)所示，DSP26通過相加在該頻率窗口內存在的頻率偏移候補nΔfRES的信號功率Pf(n)，求出與該頻率窗口對應的窗口功率Ef(n)。下式(16)中，n為大於-M、小於M的值。Ef(n)=k=-WWPF(n+k)(16)]]>像這樣，通過使用頻率窗口平滑信號功率Pf(n)，在與多個頻率偏移候補nΔfRES對應的各窗口功率Ef(n)中，如圖9(c)所示，相當於都卜勒擴展的中心頻率的頻率偏移候補nΔfRES的窗口功率Ef(n)成為最大。
接著，DSP26進行最大值檢測處理(步驟V4)。具體說來，如下式(17)所示，DSP26檢測所有窗口功率Ef(n)中的最大值，作為第2頻率偏移推斷對應於該最大值的頻率偏移候補nΔfRES。即，DSP26作為第2頻率偏移推斷都卜勒擴展的中心頻率。fOFST＝nMAXΔfRESEf(nMAX)=Maxn[Ef(n)](17)]]>接著，DSP26進行相位差運算處理(步驟V5)。具體說來，如下式(18)所示，DSP26根據上述推斷的第2頻率偏移，求出1符號間的相位差θEP2(mLNF)。這樣，得到與都卜勒擴展的中心頻率對應的相位差θEP2(mLNF)。EP2(mLNF)=fOFST2Rs(18)]]>如上所述，根據該實施例1，推斷直波頻率和都卜勒擴展的中心頻率而推斷最終頻率偏移。從而，可以確保充分的頻率偏移補償範圍，而且，可以實現良好的BER特性。即，可以同時確保充分的頻率偏移補償範圍和實現良好的BER特性。因此，在萊斯衰減的環境下，也可以很好地進行衰減失真的補償。因此，可以高質量地恢復原來的數據。從而，可以提高對接收機用戶的服務。
圖10是表示本實施例1的頻率偏移推斷特性的曲線圖。圖中，「○」如該實施例1，表示將直波頻率和都卜勒擴展的中心頻率的合成值作為頻率偏移時的BER。另外，「Δ」表示只將直波頻率作為頻率偏移時的BER。「□」表示只將都卜勒擴展的中心頻率作為頻率偏移時的BER。
如從該曲線圖可知，實施例1的BER特性與只將直波頻率作為頻率偏移的情況相比，示出較好的BER特性，與只將都卜勒擴展的中心頻率作為頻率偏移的情況相比，實現寬的頻率偏移補償範圍。
另外，根據上述實施例1，通過對每個推斷精度ΔfRES設定頻率偏移候補nΔfRES，求出與各頻率偏移候補nΔfRES對應的信號功率Pf(n)，使用頻率窗口平滑信號功率Pf(n)，推斷第2頻率偏移。從而，例如通過設置小的推斷精度ΔfRES，可以提高第2頻率偏移的推斷精度。因此，可以實現更好的BER特性。
上述實施例1中，從平均相位差矢量DEPA(mLNF)求出作為第1頻率偏移的相位差θEP1(mLNF)。與此不同，該實施例2中，通過使用忘卻係數λ在接收脈衝串信號間進一步平均化平均相位差矢量DEPA(mLNF)，求出作為第1頻率偏移的相位差θEP1(mLNF)。這樣，可以提高頻率偏移的推斷精度。
具體說來，DSP26求出相位差矢量DEP(mLNF)(步驟W1)，平均該相位差矢量DEP(mLNF)而求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)之後(步驟W2)，進行脈衝串間平均處理(步驟W3)。脈衝串間平均處理是在接收脈衝串信號間進一步平均化平均相位差矢量DEPA(mLNF)的處理。
更具體說來，DSP26將平均相位差矢量DEPA(mLNF)至少保持到接收到下一接收脈衝串信號為止。DSP26基於接收到該接收脈衝串信號B時的平均相位差矢量DEPA(mLNF)和接收到前一個接收脈衝串信號(B-1)時的平均相位差矢量DEPA(mLNF)B-1，根據下式(19)，求出平均相位差矢量DEPA(mLNF)B。下式(19)中，λ為忘卻係數，大於0、小於1的值(0≤λ≤1)。DEPA(mLNF)B＝DEPA(mLNF)+λDEPA(mLNF)B-1…(19)接著，DSP26基於平均相位差矢量DEPA(mLNF)B，進行相位差運算處理(步驟W4)。具體說來，如下式(20)所示，DSP26基於平均相位差矢量DEPA(mLNF)B求出相位差θEP1(mLNF)。這樣，DSP26推斷與直波頻率對應的第1頻率偏移。EP1(mLNF)=tan-1Im[DEPA(mLNF)>]Re[DEPA(mLNF)>](20)]]>如上所述，根據該實施例2，通過使用忘卻係數λ，漸漸忘記過去的平均相位差矢量DEPA(mLNF)進行平均處理。從而，在衰減狀況在時間上發生變化的情況下，也可以跟蹤其時間變動進行平均相位差矢量DEPA(mLNF)的平均處理。因此，可以得到更適合傳送線路的狀況的相位差矢量。因此，在低C/N、頻率偏移在時間上變動的環境下，也可以高精度推斷頻率偏移。
上述實施例1中，從利用1次窗口功率運算處理求出的窗口功率Ef(n)中檢測最大值Ef(nMAX)，推斷第2頻率偏移。與此不同，該實施例3中，使用忘卻係數λ在接收脈衝串信號間平均窗口功率Ef(n)之後檢測最大值，推斷第2頻率偏移。這樣，提高頻率偏移的推斷精度。
具體說來，DSP26求出平均失真量cEP(kNF)(步驟X1)，通過對該平均失真量cEP(kNF)進行組間DFT處理而求出信號功率Pf(n)(步驟X2)，再從該信號功率Pf(n)求出窗口功率Ef(n)之後(步驟X3)，進行窗口功率平均處理(步驟X4)。
具體說來，DSP26將窗口功率Ef(n)至少保持到接收到下一接收脈衝串信號為止。DSP26基於接收到該接收脈衝串信號B時的窗口功率Ef(n)和接收到前一個接收脈衝串信號(B-1)時的平均窗口功率Ef(n)B-1，根據下式(21)，求出平均窗口功率Ef(n)B。下式(21)中，λ為忘卻係數，大於0、小於1的值(0≤λ≤1)。Ef(n)B＝Ef(n)λEf(n)B-1…(21)如下式(22)所示，DSP26從該求出的平均窗口功率Ef(n)B中檢測出平均窗口功率的最大值Er(nMAX)B(步驟X5)。Ef(nMAX)>B=Maxn[Ef(n)>B](22)]]>接著，DSP26作為第2頻率偏移推斷與對應該最大值Ef(nMAX)B的頻率偏移候補nΔfRES對應的相位差θEP2(mLNF)(步驟X6)。
如上所述，根據該實施例3，通過使用忘卻係數λ，漸漸忘記過去的窗口功率進行平均處理。從而，在衰減狀況在時間上發生變化的情況下，也可以跟蹤其時間變動而進行窗口功率的平均處理。因此，可以得到更適合傳送線路的狀況的窗口功率。因此，在低C/N、頻率偏移在時間上變動的環境下，也可以高精度地推斷頻率偏移。
上述實施例3中，通過平均窗口功率Ef(n)，去除噪聲影響，進一步提高第2頻率偏移的推斷精度。另一方面，通過去除噪聲影響而提高第2頻率偏移的推斷精度也可以通過平均信號功率Pf(n)來實現。因此，該實施例4中，通過在接收脈衝串信號間平均信號功率Pf(n)，去除噪聲的影響，進一步提高第2頻率偏移的推斷精度。
具體說來，DSP26求出平均失真量cEPA(kNF)(步驟Y1)，通過對該平均失真量cEPA(kNF)進行DFT處理而求出信號功率Pf(n)之後(步驟Y2)，進行信號功率平均處理(步驟Y3)。具體說來，DSP26將信號功率Pf(n)至少保持到接收到下一接收脈衝信號為止。DSP26基於接收到該接收脈衝串信號B時的信號功率Pf(n)和接收到前一個接收脈衝串信號(B-1)時的平均信號功率Pf(n)B-1，根據下式(23)，求出平均信號功率Pf(n)B。下式(23)中，λ為忘卻係數，大於0、小於1的值(0≤λ≤1)。Pf(n)B＝Pf(n)+λPf(n)B-1…(23)接著，DSP26根據該求出的平均信號功率Pf(n)B求出窗口功率Ef(n)之後(步驟Y4)，檢測窗口功率的最大值Ef(nMAX)(步驟Y5)，作為第2頻率偏移推斷與對應該最大值Ef(nMAX)的頻率偏移候補nΔfRES對應的相位差θEP2(mLNF)(步驟Y6)。
如上所述，根據該實施例4，通過使用忘卻係數λ，漸漸忘記過去的信號功率Pf(n)進行平均處理。從而，在衰減狀況在時間上發生變化的情況下，也可以跟蹤其時間變動進行信號功率的平均處理。因此，可以得到更適合傳送線路的狀況的信號功率。因此，在低C/N、頻率偏移在時間上變動的環境下，也可以高精度推斷頻率偏移。
上述實施例1中，根據傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)，求出鄰接的已知信號間的相位差矢量DEP(kNF)。與此不同，該實施例5中，通過基於傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)只求出作為鄰接的已知信號間的標量的相位差信息，簡化處理。
具體說來，DSP26最初進行已知信號間的相位差信息運算處理(步驟Z1)。該相位差信息運算處理是求出作為鄰接的已知信號間的標量的相位差信息的處理。即，如下式(24)所示，DSP26將傳送線路的失真量cEPA(kNF+i)變換為相位信息θEPi(kNF+i)，求出鄰接的已知信號間的相位差信息ΔθEP(kNF)。下式(24)中，i相當於與已知信號一一對應的識別號，大於0、小於(Np-2)的值(0≤i≤NP-2)。EP(kNF)=1Np-1i=0NP-2(EP1(kNF+i+1)-EP1(kNF+i))]]>EP1(kNF+i)=tan-1Im[cEP1(kNF+i)]Re[cEP1(kNF+i)](24)]]>接著，DSP26進行在1個脈衝串內平均相位差信息θEP(kNF)的平均處理(步驟Z2)。具體說來，DSP26收集從推斷時刻(m-1)T至推斷時刻mT的整個推斷期間T的相位差信息θEP(kNF)。在推斷期間T內的已知信號組數為L個時，DSP26得到L個相位差信息ΔθEP((m-l)LNF+lNF)。另外，l相當於與已知信號組一一對應的識別號，大於0、小於(L-1)的值(0≤l≤L-1)。
接著，如下式(25)所示，DSP26通過進行平均處理收集的L個相位差信息ΔθEP((m-l)LNF+lNF)，求出作為第1頻率偏移的平均相位差θEP1(mLNF)。EP1(mLNF)=1Ll=0L-1EP((m-1)LNF+lNF)(25)]]>如上所述，根據該實施例5，只使用相位差信息進行平均處理。從而，可以簡化處理。
上述實施例1中，通過總和對傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)乘以共軛複數，求出鄰接的已知信號間的相位差矢量DEP(kNF)。與此不同，該實施例6中，通過對傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)進行DFT處理，求出上述相位差矢量DEP(kNF)。
具體說來，DSP26進行符號間DFT處理(步驟R1)。具體說來，DSP26通過對傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)進行DFT處理，分別求出與多個頻率偏移候補nΔfRES對應的信號功率Pf(n)。
更具體說來，如下式(26)所示，DSP26在大於-RS/2、小於RS/2的頻率偏移推斷範圍fDET1內，將傳送線路的失真量cEPi(m-l)LNF+LNF+i)的相位分別轉動與各頻率偏移候補nΔfRES對應的相位量。接著，DSP26矢量合成該相位轉動後的失真量cEPi((m-l)LNF+LNF+i)，求出與上述頻率偏移推斷範圍內的多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。另外，下式(26)中，n為近似大於-RS/(2ΔfRES)、小於RS/(2ΔfRES)的值。Pf1(n)=l=0L-1|i=0Np-2cEPi((m-1)LNF+lNF+i)exp(-j2n(lNF+i)fRESRS)|2(26)]]>接著，DSP26矢量合成相位轉動後的失真量cEPi((m-l)LNF+LNF+i)，得到與多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。
接著，DSP26進行窗口功率運算處理(步驟R2)。具體說來，如下式(27)所示，DSP26通過相加與具有2W1ΔfRES頻帶的窗口內的頻率偏移候補nΔfRES對應的信號功率Pfl(n)，求出窗口功率Efl(n)。Efl(n)=k=-W1W1Pf1(n+k)(27)]]>接著，DSP26進行檢測窗口功率Efl(n)中的最大值Ef1(nMAX)的最大值檢測處理(步驟R3)，通過根據檢測的最大值Ef1(nMAX)進行相位差運算處理(步驟R4)，推斷作為第1頻率偏移的相位差θEPL(mLNF)。
如上所述，根據該實施例6，通過對每個推斷精度ΔfRES設定頻率偏移候補nΔfRES，求出與各頻率偏移候補nΔfRES對應的信號功率Pf1(n)，使用頻率窗口平滑信號功率Pf1(n)，推斷第1頻率偏移。從而，通過例如設定小的推斷精度ΔfRES』可以提高第1頻率偏移的推斷精度。
上述實施例1至6中，根據作為第1頻率偏移的相位差θEPL(mLNF)補償傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)，從該補償後的失真量cEPi(kNF+i)推斷作為第2頻率偏移的相位差θEP2(mLNF)。
在此，第1頻率偏移相當於直波頻率fD，該直波頻率fD在都卜勒擴展的中心頻率fM的附近存在(參考圖9(a)。從而，若將以該直波頻率fD為中心的某種程度的範圍作為頻率偏移推斷範圍，可以預想在該範圍內存在都卜勒擴展的中心頻率fM。
因此，該實施例7中，規定基於第1頻率偏移推斷第2頻率偏移時的頻率偏移推斷範圍。
具體說來，DSP26檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)之後(步驟Q1)，並行執行第1頻率偏移推斷處理和第2頻率偏移推斷處理。具體說來，DSP26根據上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)推斷第1頻率偏移。DSP26暫時保持例如該第1頻率偏移。
另外，DSP26與該第1頻率偏移推斷處理並行進行失真量平均處理(步驟Q2)。具體說來，DSP26對上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)進行平均處理，求出平均失真量cEP(kNF)。
接著，DSP26進行DFT處理(步驟Q3～Q4)。具體說來，DSP26對推斷期間T(＝LNFTS)內的L個平均失真量cEP(m+1)NF行DFT處理，求出與多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。
具體說來，DSP26根據上述第1頻率偏移設定頻率偏移推斷範圍(步驟Q3)，求出與該頻率偏移推斷範圍內的多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)(步驟Q4)。
具體說來，DSP26對每個推斷精度ΔfRES設定的頻率偏移候補nΔfRES中的1個對應上述第1頻率偏移。在此，將對應第1頻率偏移的頻率偏移候補設為NΔfRES。另外，DSP26將以該頻率偏移候補NΔfRES為中心的範圍，即大於(-M+N)ΔfRES、小於(M+N)ΔfRES的範圍設定為頻率偏移推斷範圍。另外M為上式(14)所示的常數。
接著，如下式(28)所示，DSP26根據與該設定的頻率偏移推斷範圍內的各頻率偏移候補ΔfRES對應的相位量，轉動平均失真量cEP((m+l)NF)(0≤l≤L-1)的相位。另外，下式(28)中，n為大於(-M-W+N)、小於(M+W+N)的值。Pf(n)=|l=0L-1((m+1)NF)exp(-j2lNFnfRESRS)|2(28)]]>DSP26矢量合成相位轉動後的平均失真量cEP((m+l)NF)。這樣，DSP26求出與多個頻率偏移候補nΔfRES分別對應的信號功率Pf(n)。
接著，DSP26通過在具有規定頻帶的頻率窗口內循環相加信號功率Pf(n)求出窗口功率Ef(n)(步驟Q5)。另外，DSP26求出該窗口功率的最大值Ef(nMAX)(步驟Q6)，作為最終頻率偏移推斷該最大值Ef(nMAX)的頻率偏移候補nΔfRES(步驟Q7)。
如上所述，根據該實施例7，設定根據第1頻率偏移推斷頻率偏移時的頻率偏移推斷範圍。從而，不需要第1頻率偏移去除處理和相位合成處理等。因此，可以簡化處理。
但是，由於在推斷第1頻率偏移時在較寬的頻率偏移推斷範圍進行推斷，所以可以確保充分的頻率偏移補償範圍。另外，由於在推斷最終頻率偏移時使用都卜勒擴展的中心頻率，所以還可以確保良好的BER特性。因此，可以得到確保充分的頻率偏移補償範圍和防止BER特性惡化的與實施例1同樣的效果。
上述實施例1中，在濾波處理之後進行轉動數字基帶信號的相位的頻率偏移去除處理。與此不同，該實施例8中，在濾波處理之前進行頻率偏移去除處理。
如「技術背景」中所述，接收脈衝串信號的頻率偏移是由具有發送機1和接收機10的振蕩電路的穩定性引起的。特別是在使用成本低的振蕩電路時，由於頻率穩定性低，所以產生較大頻率偏移。另外，振蕩電路的頻率穩定性受到溫度等周圍環境和電源電壓變動等影響。
從而，認為最初小的頻率偏移經過一段時間也會變成較大頻率偏移。此時，接收脈衝串信號的頻帶比濾波處理的截止頻率擴展到更大頻帶。因此，一部分接收脈衝串信號被濾波處理濾除。因此，不能很好地進行數據判斷。
鑑於上述，該實施例8在濾波處理之前進行頻率偏移去除處理。具體說來，該實施例8中，在濾波處理之前進行頻率偏移去除處理，同時與濾波失真補償處理和數據判斷處理等一系列處理並行進行失真量檢測處理、頻率偏移推斷處理和積分處理。
具體說來，如圖17(a)所示，DSP26從A/D變換電路25a、25b提供數字基帶信號時，在濾波處理之前進行頻率濾波去除處理(步驟Pl)。具體說來，DSP26基於在分開進行的積分處理所求的累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)，向逆方向轉動上述數字基帶信號的相位。這樣，得到去除了頻率偏移的數字基帶信號。
接著，DSP26對該數字基帶信號進行濾波處理(步驟P2)，去除噪聲分量等。接著，DSP26檢測對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟P3)，從該數字基帶信號去除濾波失真之後(步驟P4)，進行數據判斷處理(步驟P5)。
另一方面，如圖17(b)所示，DSP26判斷是否檢測出對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟N1)。在檢測出奈奎斯特點時，DSP26基於對應該奈奎斯特點的數字基帶信號，檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)(步驟N2)。接著，DSP26基於上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)推斷與頻率偏移對應的相位差θS(mLNF)(步驟N3)，通過循環相加該相位差θS(mLNF)求出累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)(步驟N4)。DSP26將該求出的累積相位差θ((m-l))LNF+lNF+i)用於步驟P1的頻率偏移去除處理。
如上所述，根據該實施例8，在濾波處理之前進行頻率偏移去除處理。從而，在接收脈衝串信號的頻帶比濾波處理的截止頻率大的情況下，也不會濾除一部分接收脈衝串信號，可以去除頻率偏移。因此，可以很好地進行數據判斷。
上述實施例1至8是直接通過轉動數字基帶信號的相位來補償頻率偏移。與此不同，該實施例9中，通過改變在振蕩電路22產生的局部振蕩信號的頻率，轉動接收脈衝串信號的相位來補償頻率偏移。
具體說來，該實施例9中，對數字基帶信號不是進行軟體數位訊號處理來去除頻率偏移，而是通過控制對由VCO構成的振蕩電路22的施加電壓來去除頻率偏移。
即，該實施例9中，如圖18(a)所示，進行濾波處理(步驟M1)、奈奎斯特點檢測處理(步驟M2)、濾波失真補償處理(步驟M3)、以及數據判斷處理(步驟M4)，同時如圖18(b)所示，與該一系列處理並行進行失真量檢測處理、頻率偏移推斷處理和、控制對VCO22的施加電壓的VCO控制處理。
具體說來，DSP26判斷是否檢測出對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟L1)。在檢測出奈奎斯特點時，DSP26基於對應該奈奎斯特點的數字基帶信號，檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)(步驟L2)。接著，DSP26基於上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)推斷頻率偏移(步驟L3)。之後，DSP26將與該推斷的頻率偏移對應的施加電壓提供給VCO22(步驟L4)。
這樣，VCO22振蕩具有從以前振蕩頻率偏移與頻率偏移對應的量的振蕩頻率的局部振蕩信號。從而，變頻電路21輸出去除了頻率偏移的模擬基帶信號。因此，可以實現良好的頻率偏移補償。
如上所述，根據該實施例9，通過調製在VCO22產生的局部振蕩信號的頻率來從接收IF信號去除頻率偏移。即，在DSP26進行的濾波處理之前去除頻率偏移。從而，與上述實施例8同樣，在接收脈衝串信號的頻帶擴展到大於濾波處理的截止頻率的頻帶的情況下，也不會濾除一部分接收脈衝串信號，可以去除頻率偏移。因此，可以很好地進行數據判斷。
上述實施例1中，合成第1頻率偏移和第2頻率偏移推斷最終頻率偏移，通過對應該頻率偏移進行頻率偏移補償，自動控制數字基帶信號的頻率。與此不同，該實施例10中，對數字基帶信號進行對應第1頻率偏移的頻率偏移補償之後，通過再對該補償後的數字基帶信號進行對應第2頻率偏移的頻率偏移補償，自動控制數字基帶信號的頻率。
具體說來，DSP26對數字基帶信號進行規定濾波處理之後(步驟K1)，檢測對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟K2)。接著，DSP26將該數字基帶信號作為對象進行第1頻率自動控制處理(以下，稱為「第1AFC處理」)之後(步驟K3)，將該第1AFC處理後的數字基帶信號作為對象進行第2頻率自動控制處理(以下，稱為「第2AFC處理」)(步驟K4)。接著，DSP26通過對第2AFC處理後的數字基帶信號進行濾波失真補償處理(步驟K5)，進行數據判斷處理(步驟K6)，恢復對應原來的信息信號的數據。
圖20是說明第1AFC處理的流程圖。DSP26按符號檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)之後(步驟J1)，進行第1頻率偏移推斷處理(步驟J2)。第1頻率偏移推斷處理是與上述實施例1等相同的處理，通過該處理，DSP26推斷作為相當於1符號間的相位轉動量的第1頻率偏移的相位差θEP1(mLNF)。
接著，DSP26進行循環相加相位差θEP1(mLNF)的積分處理(步驟J3)，得到累積相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)。此時，DSP26得到每個符號周期TS的從推斷時刻mT累積的相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)。
接著，DSP26進行第1頻率偏移去除處理(步驟J4)。具體說來，DSP26根據累積相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)，將數字基帶信號r(kNF+i)的相位向逆方向轉動與累積相位差θ1((m-l)LNF+lNF+i)量相當的部分。這樣，可以從數字基帶信號r(kNF+i)去除第1頻率偏移。這樣，DSP26可以實現根據第1頻率偏移的數字基帶信號r(kNF+i)的頻率自動控制。
圖21是說明第2AFC處理的流程圖。DSP26根據第1AFC處理後的數字基帶信號的已知信號組，按已知信號組的各符號檢測傳送線路的失真量cEPi2(kNF+i)(步驟I1)。
接著，DSP26根據該檢測出的傳送線路的失真量cEPi2(kNF+i)，進行與實施例1同樣的第2頻率偏移推斷處理(步驟I2)。這樣，推斷作為相當於1符號間的相位轉動量的第2頻率偏移的相位差θEP2(mLNF)。
接著，DSP26進行循環相加θEP2(mLNF)的積分處理(步驟13)，得到累積相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)。此時，DSP26得到每個符號周期Ts的從推斷時刻mT累積的相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)。
接著，DSP26進行第2頻率偏移去除處理(步驟14)。具體說來，DSP26根據累積相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)，將數字基帶信號rR1(kNF+i)的相位向逆方向轉動與累積相位差θ2((m-l)LNF+lNF+i)量相當的部分。這樣，可以從數字基帶信號rR1(kNF+i)去除第2頻率偏移。這樣，DSP26可以實現根據第2頻率偏移的數字基帶信號r(kNF+i)的頻率自動控制。
如上所述，根據該實施例10，可以同時確保充分的頻率偏移補償範圍和良好的BER特性。
上述實施例10中，在濾波處理之後進行頻率偏移去除處理。與此不同，該實施例11中，在濾波處理之前進行頻率偏移去除處理。
具體說來，該實施例11中，在濾波處理之前進行作為第1AFC處理的一部分的第1頻率偏移去除處理，同時與一系列處理並行進行第1AFC處理的剩餘處理，即失真量檢測處理、第1頻率偏移推斷處理以及積分處理。
具體說來，如圖22(a)所示，DSP26在從A/D變換電路25a、25b提供數字基帶信號時，在濾波處理之前進行第1頻率偏移去除處理(步驟H1)。具體說來，DSP26將上述數字基帶信號的相位向逆方向轉動與該一系列處理並行進行的積分處理中求出的第1頻率偏移對應的累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)的部分。這樣，得到去除了第1頻率偏移的數字基帶信號。
接著，DSP26對該數字基帶信號進行濾波處理(步驟H2)，去除噪聲分量之後，檢測對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟H3)。接著，DSP26根據該數字基帶信號進行第2AFC處理(步驟H4)。通過進行該第2AFC處理，DSP26可以得到去除了最終頻率偏移的數字基帶信號。接著，DSP26在從該數字基帶信號去除濾波失真之後(步驟H5)，進行數據判斷處理(步驟H6)。
另一方面，如圖22(b)所示，DSP26判斷是否檢測出對應該奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟G1)。在檢測出奈奎斯特點時，DSP26根據對應該奈奎斯特點的數字基帶信號檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)(步驟G2)。接著，DSP26根據該傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)推斷對應第1頻率偏移的相位差θS(mLNF)(步驟G3)，通過循環相加該相位差θS(mLNF)，求出累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)(步驟G4)。DSP26將該求出的累積相位差θ((m-l)LNF+lNF+i)用於步驟H1的第1頻率偏移去除處理。
如上所述，根據該實施例11，在濾波處理之前進行第1頻率去除處理。從而，在接收IF信號的頻帶比濾波處理的截止頻率更大時，也不會濾除一部分接收IF信號，可以去除第1頻率偏移。因此，可以良好地進行數據判斷。
上述實施例10中，通過直接轉動數字基帶信號的相位，補償頻率偏移。與此不同，該實施例12中，通過改變作為VCO的振蕩電路22產生的局部振蕩信號的頻率來轉動接收脈衝串信號的相位，補償頻率偏移。
具體說來，該實施例12中，不是對數字基帶信號進行軟體數位訊號處理來去除頻率偏移，而是通過控制對由VCO構成的振蕩電路22的施加電壓來去除頻率偏移。
即，該實施例12中，如圖23(a)所示，進行濾波處理(步驟F1)、奈奎斯特點檢測處理(步驟F2)、第2AFC處理(步驟F3)、濾波失真補償處理(步驟F4)和數據判斷處理(步驟F5)，同時如圖23(b)所示，與該一系列處理並行進行失真量檢測處理、第1頻率偏移推斷處理和、控制對VCO22的施加電壓的VCO控制處理。
具體說來，DSP26判斷是否檢測出對應奈奎斯特點的數字基帶信號(步驟E1)。在檢測出奈奎斯特點時，DSP26根據對應該奈奎斯特點的數字基帶信號檢測傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)(步驟E2)。接著，DSP26根據上述傳送線路的失真量cEPi(kNF+i)推斷第1頻率偏移(步驟E3)。之後，DSP26將對應該推斷的第1頻率偏移的施加電壓供給VCO22(步驟E4)。
這樣，VCO22振蕩具有從以前振蕩頻率偏移第1頻率偏移量的振蕩頻率的局部振蕩信號。從而，變頻電路21輸出去除了該第1頻率偏移的模擬基帶信號。因此，可以實現良好的頻率偏移補償。
如上所述，根據該實施例12，通過調整在VCO22產生的局部振蕩信號的頻率，從接收IF信號去除頻率偏移。即，在濾波處理之前去除第1頻率偏移。從而，與上述實施例11同樣，接收IF信號的頻帶擴展到比濾波處理的截止頻率更大的頻帶的情況下，也不會濾除一部分接收IF信號，可以去除頻率偏移。因此，可以很好地進行數據判斷。其它實施例本發明的實施例如上述，但本發明不限於上述實施例。例如，上述各實施例中，作為通信方式說明了適用TDMA時的例子。但是，作為通信方式也可以適用FDMA(Frequency Division Multiple Access)和CDMA(code DivisionMultiple Access)等。此時，無線接收信號不是如TDMA時的脈衝串信號，而是連續信號。但是，此時當然也可以容易適用本發明。
另外，上述實施例中說明了利用DSP26用軟體實現解調處理的情況的例子。但是，例如當然也可以用各硬體電路來實現DSP26執行的解調處理的各步驟。
權利要求
1.一種通過補償周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號中的頻率偏移，控制上述無線接收信號的頻率的頻率自動控制方法，其特徵在於根據包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率和上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率，根據該2個頻率，補償上述無線接收信號的頻率偏移。
2.如權利要求1所述的頻率自動控制方法，其特徵在於上述無線接收信號為TDMA的與規定時隙同步的脈衝串信號。
3.一種通過從周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號中去除頻率偏移來控制上述無線接收信號的頻率的頻率自動控制方法，其特徵在於包括頻率偏移推斷步驟，從根據包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量推斷的上述無線接收信號的直波頻率和上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率推斷上述無線接收信號的頻率偏移；頻率偏移去除步驟，從上述無線接收信號去除該推斷的頻率偏移。
4.如權利要求3所述的頻率自動控制方法，其特徵在於頻率偏移推斷步驟包括失真量運算步驟，分別求出包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量；第1頻率偏移推斷步驟，根據該求出的失真量中鄰接的已知信號間的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率；失真量頻率偏移去除步驟，根據該推斷的直波頻率，從上述各已知信號的失真量去除頻率偏移；第2頻率偏移推斷步驟，根據該頻率偏移去除後的失真量中周期插入的已知信號間的失真量，推斷上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率；合成步驟，通過合成對應上述直波頻率的相位量和對應上述都卜勒擴展的中心頻率的相位量，推斷上述無線接收信號的頻率偏移。
5.如權利要求4所述的頻率自動控制方法，其特徵在於第1頻率偏移推斷步驟包括根據上述求出的各失真量中鄰接的已知信號間的失真量求出相位差矢量的步驟；通過平均整個規定期間的該求出的相位差矢量來求出平均相位差矢量的步驟；基於該求出的平均相位差矢量，推斷上述直波頻率的步驟。
6.如權利要求4所述的頻率自動控制方法，其特徵在於第2頻率偏移推斷步驟包括平均去除頻率偏移之後的各失真量並求出平均失真量的步驟；根據該求出的平均失真量，求出在規定頻率偏移推斷範圍內與以規定間隔設定的多個頻率偏移候補分別對應的信號功率的步驟；通過分別相加該求出的信號功率中規定頻帶的頻率窗口內的各頻率偏移候補的信號功率，求出上述頻率偏移推斷範圍內的所有頻率偏移候補的窗口功率的步驟；作為都卜勒擴展的中心頻率推斷與該求出的窗口功率的最大值對應的頻率偏移候補的步驟。
7.如權利要求4所述的頻率自動控制方法，其特徵在於第1頻率偏移推斷步驟包括根據上述各失真量中鄰接的已知信號間的失真量求出相位差信息的步驟；通過平均預定期間的該求出的相位差信息來求出平均相位差信息的步驟；根據該求出的平均相位差信息，推斷上述直波頻率的步驟。
8.如權利要求4所述的頻率自動控制方法，其特徵在於第1頻率偏移推斷步驟包括根據上述各失真量中鄰接的已知信號間的各失真量，求出在規定頻率偏移推斷範圍內與以規定間隔設定的多個頻率偏移候補分別對應的信號功率的步驟；通過分別相加與該求出的信號功率中的規定頻帶的頻率窗口內的頻率偏移候補對應的各信號功率，求出所有對應頻率偏移候補的窗口功率的步驟；作為直波頻率推斷與該求出的窗口功率的最大值對應的頻率偏移候補的步驟。
9.如權利要求3所述的頻率自動控制方法，其特徵在於頻率偏移推斷步驟包括失真量運算步驟，分別求出包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量；第1頻率偏移推斷步驟，根據該求出的失真量中鄰接的已知信號間的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率；平均失真量運算步驟，平均上述求出的失真量並求出平均失真量；信號功率運算步驟，根據該求出的平均失真量，求出在由上述推斷的直波頻率規定的頻率偏移推斷範圍內與以規定間隔設定的多個頻率偏移候補分別對應的信號功率；窗口功率運算步驟，通過相加該求出的各信號功率中規定頻帶的頻率窗口內的各頻率偏移候補的信號功率，求出上述頻率偏移推斷範圍內的所有頻率偏移候補的窗口功率；第2頻率偏移推斷步驟，作為上述無線接收信號的頻率偏移推斷與該求出的窗口功率的最大值對應的頻率偏移候補。
10.如權利要求3所述的頻率自動控制方法，其特徵在於還包括去除上述無線接收信號中的大於截止頻率的高頻分量的濾波步驟，上述頻率偏移推斷步驟使用上述高頻分量去除後的無線接收信號求出各已知信號的失真量，上述頻率偏移去除步驟從利用上述濾波步驟去除高頻分量之前的無線接收信號去除上述推斷的頻率偏移。
11.一種通過從周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號中去除頻率偏移來控制上述無線接收信號的頻率的頻率自動控制方法，其特徵在於包括第1失真量運算步驟，分別求出包含在上述無線接收信號的各已知信號的失真量；第1頻率偏移推斷步驟，根據該求出的失真量中鄰接的已知信號間的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率；第1頻率偏移去除步驟，從上述無線接收信號去除與該推斷的直波頻率對應的頻率偏移；第2失真量運算步驟，分別求出包含在該頻率偏移去除後的無線接收信號的各已知信號的失真量；第2頻率偏移推斷步驟，根據該求出的各失真量中周期地包含的已知信號組間的失真量，推斷上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率；第2頻率偏移去除步驟，從上述無線接收信號中去除與該推斷的都卜勒擴展的中心頻率對應的頻率偏移。
12.一種通過將與周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號中對應的A/D變換電路輸出的數字基帶信號作為輸入，從上述數字基帶信號去除頻率偏移，控制上述數字基帶信號的頻率的頻率自動控制裝置，其特徵在於根據包含在上述數字基帶信號的各已知信號的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率和上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率，根據該2個頻率，從上述數字基帶信號去除頻率偏移。
13.一種解調裝置，其特徵在於包括變頻電路，將周期地包含鄰接的多個已知信號的無線接收信號變換為模擬基帶信號；A/D變換電路，將該模擬基帶信號變換為數字基帶信號；數位訊號處理裝置，將該A/D變換電路生成的數字基帶信號作為輸入，根據包含在該輸入的數字基帶信號的各已知信號的失真量，推斷上述無線接收信號的直波頻率和上述無線接收信號的都卜勒擴展的中心頻率，根據該2個頻率，從上述數字基帶信號去除頻率偏移，同時從頻率偏移去除後的數字基帶信號去除濾波失真之後，解調該數字基帶信號。
14.如權利要求13所述的解調裝置，其特徵在於變頻電路具有為了將無線接收信號變換為模擬基帶信號而振蕩局部振蕩信號，同時根據所加電壓變換上述振蕩信號的振蕩頻率的電壓控制振蕩部分；上述數位訊號處理裝置通過將對應上述推斷的2個頻率的電壓施加到上述電壓控制振蕩部分，從上述數字基帶信號去除頻率偏移。
全文摘要
本發明的解調裝置包括DSP。DSP根據包含在無線接收信號中的已知信號求出傳送線路的失真量,根據該失真量推斷直波頻率。另外,DSP根據對應該推斷的直波頻率的相位量轉動失真量的相位。接著,DSP根據相位轉動後的失真量推斷都卜勒擴展的中心頻率。另外,DSP合成對應該推斷的都卜勒擴展的中心頻率的相位量和對應上述直波頻率的相位量,推斷最終頻率偏移。之後,DSP根據該推斷的頻率偏移去除無線接收信號的頻率偏移。這樣,可以確保充分的頻率偏移補償範圍,而且可以實現良好的BER特性。
文檔編號H04L27/00GK1350729SQ00807590
公開日2002年5月22日 申請日期2000年3月31日 優先權日2000年3月31日
發明者淺原隆, 小島年春 申請人:三菱電機株式會社