驅動高強度放電燈的裝置和方法
2023-10-09 07:24:04 2
專利名稱：驅動高強度放電燈的裝置和方法
技術領域：
本發明涉及一種驅動高強度放電(HID)燈的裝置和方法。尤其是，本發明用於產生高頻諧振點火電壓(ignition voltage)以便引燃(啟動)HID燈和保持穩定的電路工作，對於在正常工作狀態期間為輸出功率和電流控制而使用的峰值電流檢測信號，這種穩定的工作狀態下，來自高頻諧振點火電路的幹擾最小。通過加入與諧振點火電容器串聯連接的阻尼電阻來使諧振點火電壓幅度的變化針對與燈引線長度有關的寄生電容達到最小。
此外，這兩種不同方法的在燈引燃之後的繼續工作。在脈衝點火方法中，燈利用高頻信號工作，即，典型情況下在千赫茲(kHz)範圍內的信號。在諧振點火方法中，燈利用低頻信號工作，即，典型情況下在幾百赫茲範圍內測量的信號。由於聲音的共振問題與高頻工作有關，所以通常推薦使用低頻率工作方法來保持燈的工作(例如，照明)。
為了產生具有足夠能量來引燃燈的高頻電壓或者為了以高頻信號運行(在引燃之後)燈，通常採用三種基本的解決方案，如圖3A到3C所示。
圖3A圖解說明了含有斬波器和高頻逆變器的放電燈驅動電路。根據施加到開關Q1到Q4的不同控制模式，這種結構可以提供許多種設計用途。
眾所周知，當工作於高頻時，HID燈會出現聲音共振。美國專利號U.S.4,912,374公開了一種利用平滑的直流(DC)電流中斷高頻電流的方法。電感器L1和電容器C1構成補償諧振網絡。變壓器T和電容器C2構成逆變揩振電路。當電晶體對Q1和Q4與電晶體對Q2和Q3以低頻交替地切換時，兩個高頻交流(AC)電流經過燈。補償諧振網絡產生第一高頻AC電流。逆變諧振網絡產生第二高頻AC電流。結果，在電容器C1、變壓器T、和燈之間形成迴路電流。當電晶體Q4以高頻頻率切換時，電晶體Q1處於導通，而電晶體Q2和Q3處於完全截止(由於斬波器、或者補償，結構的原因)，所以DC電流從左到右流過該燈。當電晶體Q3以高頻頻率切換時，電晶體Q2處於導通狀態，而電晶體Q1和Q4完全截止，所以DC電流從右到左流過該燈。
為了控制該直流(DC)電流，需要檢測補償電流。美國專利號U.S.4,912,374中並未詳細公開這種系統。用於檢測補償電流的最簡單方法是與輸入總線電壓V1串聯地增加檢測電阻。然而，除非採取特別的措施將逆變諧振網絡電流與補償網絡電流分開，否則可能在逆變諧振網絡與補償諧振網絡之間產生耦合。美國專利U.S.4,912,374沒有公開逆變高頻工作方式與補償DC或者低頻工作方式的分開，但是該逆變高頻工作方式只是被用來啟動(引燃)燈，而DC(或者低頻)工作方式用於燈啟動之後的正常(連續不斷的)工作方式。
圖3B圖解說明美國專利號U.S.4,912,374的修改，其中增加了金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)Q5和二極體D5。這些元件的增添導致燈電流包括規則的方波(clean square wave)，而檢測補償電流包括規則的三角波。要注意的是，MOSFET Q5可以在燈引燃(啟動)之後隨時切換到截止，或者對於燈工作方式來講無論何時都不需要高頻電流。當MOSFET Q5切換到截止時，由電感器L1和電容器C1構成的補償網絡，以及由變壓器T和點火電容器C2構成的點火網絡(ignition network)完全去耦。就是說，點火電容器C2與電路電斷開。由於電晶體Q1和Q2的切換，沒有充電(或放電)電流經過點火電容器C2或者電流檢測電阻Rs。此外，二極體D5可以防止在MOSFETQ5的切換期間的電壓過衝(voltage overshoot)。
這種修改的缺點是需要高壓MOSFET Q5和高壓二極體D5，以及驅動MOSFET Q5所需的任何有關的驅動電路。這增加了電路的複雜性而且也增加了生產成本。要注意的是，如果需要高頻電流與DC電流合成的波形來防止聲音的共振，MOSFET Q5必須在高頻率周期時導通，而在低頻率周期時截止。
在圖3C中圖解說明美國專利號U.S.6,020,691的二級輸出濾波器，其中具有高頻諧振點火裝置的斬波(或者補償)電源調節器、間斷的第一諧振階段感應電流、和連續的第二諧振階段感應電流彼此相關。
在美國專利號U.S.6,020,691中，由電感器L1與電容器C1形成的第一級諧振頻率fr1比由電感器L2與電容器C2形成的第二級諧振頻率fr2低。此外，為了避免電路中過多的諧振電流循環，第一級諧振頻率fr1與第二級諧振頻率fr2之間的距離稍微限制為不小於選擇的最小值。通過掃描在第二級諧振頻率fr2上的頻率來產生點火電壓。例如，如果第二級諧振頻率fr2要選擇大約40kHz而其最小掃描頻率應該選擇為大約30kHz，所以第一級諧振頻率fr1可以選擇為大約22kHz。因為第一級諧振網絡的循環電流與頻率fr1和最小掃描頻率高度相關，所以這種電路結構有頻率不準確和元件容差的問題。這種電路結構的另一個缺點是，因為兩級被串聯在一起的，所以主要由第二級網絡產生的點火脈衝的幅度是兩個諧振頻率的函數。頻率靠近第二級諧振頻率的輸入電壓信號被第一級網絡衰減，而由第二級網絡來放大。因此，第二級網絡的品質因數Q必須相當地高，以致於能夠產生足夠高的點火電壓。
根據本發明的特點，即使當相對高的尖峰脈衝電流饋送給點火電容器時，也提供一個相對「規則的」信號給補償調節器的電流測量電路。
根據本發明的特點，提供阻尼器件，例如阻尼電阻，以致於其產生的峰值點火電壓變化在輸出被限制於最小的寄生電容，例如，幾百個皮法。
根據本發明的特點，通過旁路二極體路徑的漏電流明顯小於流經檢測電阻的電流，所以二極體漏電流不會影響電流檢測。
在本發明的第一個方面，提供一種驅動放電燈的裝置，所述裝置包括振蕩迴路(tank circuit)和DC-AC逆變器。該振蕩迴路向燈提供電源，而且它包括第一諧振網絡和第二諧振網絡。在正常工作方式期間，由第一諧振網絡向燈提供交變的方波電流。在啟動工作方式期間，由第二諧振網絡產生諧振點火電壓，該諧振網絡包括串聯連接的阻尼器件、諧振電容器和諧振電感器。通過位於在電壓輸入和振蕩迴路之間的DC-AC逆變器來將DC電壓轉換成AC電壓。阻尼器件可以是阻尼電阻。
在上述裝置中，DC-AC逆變器可以包括具有至少一對互補地導通與截止開關部件的電橋電路。該電橋電路可以是全橋逆變器或者半橋逆變器。
該裝置另外還可以包括控制電流的旁路器件。在這種情況下，第二諧振網絡可以連接到電橋電路的一個輸出端和旁路器件的輸出端。這樣的裝置另外還可以包括檢測第一諧振網絡中電流的檢測器件。
第一諧振網絡可以包括電容器和電感器，其中電容器並聯地連接在燈與第二諧振網絡中的諧振電感器的串聯連接電路上。
在上述裝置中，檢測器件可以包括檢測寄存器。在這種裝置中，檢測器件可以連接在電壓輸入的一端與電橋電路的一個輸入端之間，而電壓輸入的另一端可以連接到電橋電路的另一個輸入端。檢測器件可以並行地與旁路器件連接。
在這種裝置中，交變的方波電流的頻率可以小於1kHz。諧振點火電壓的頻率可以大於20kHz。
在這種裝置中，旁路器件可以包括串聯連接的兩個二極體。在這種情況下，串聯連接的兩個二極體的接合處可以連接到第二諧振網絡。該裝置還可以包括一個防止洩漏器件，它與兩個串聯連接二極體的至少一個連接。在這種情況下，檢測器件可以具有檢測電阻，檢測器件的電阻值可以小於防止洩漏器件的電阻值。在這種情況下，防止洩漏器件的電阻值可以是檢測器件的電阻值的20倍或者更大。
在本發明的第二方面，提供一種用驅動放電燈的裝置來驅動放電燈的方法。
該裝置包括振蕩迴路和DC-AC逆變器。該振蕩迴路包括第一諧振網絡和第二諧振網絡。第一諧振網絡在正常的工作方式期間提供交變的方波電流。第二諧振網絡在啟動工作方式產生諧振點火電壓，而且它包括至少一個阻尼器件、至少一個諧振電容器和至少一個電感器，這些器件是彼此串聯連接的。該DC-AC逆變器包括電橋電路、檢測器件和旁路器件，並且它位於電壓輸入端與振蕩迴路之間。電橋電路含有至少一對互補地導通與截止的開關元件。檢測器件檢測在第一諧振網絡中流過的電流。旁路器件控制該電流。
該方法包括以下步驟操作振蕩迴路，以致於在啟動工作方式期間第二諧振網絡向燈提供諧振點火電壓，在預定時間周期的過去之後，操作振蕩迴路，以致於在正常工作方式期間第一諧振網絡向燈提供交變的方波電流，利用檢測器件檢測在第一諧振網絡流動的電流，以及利用旁路器件從第二諧振網絡中的電流中去除第一諧振網絡中的電流。
圖1A圖解說明本發明的燈驅動電路的方框圖；圖1B圖解說明圖1A中所示本發明實施例的原理圖；圖1C圖解說明圖1B中所示電路的高阻抗線路連接；圖2A、2B和2C圖解說明本發明圖1B中所利用的各種電感性元件；圖3A圖解說明已有技術輸出網絡的方框圖，該輸出網絡具有與補償諧振網絡分開的點火諧振網絡；圖3B圖解說明圖3A電路的修改，其中點火諧振網絡與補償諧振網絡分開，在燈引燃之後點火電容器切換到截止；圖3C圖解說明已有技術的兩級LC輸出濾波器；圖4描繪具有圖2B中電感性元件的圖1A的電路；圖5A到5E顯示圖4中所示電路在預定點產生的各種理想波形；
圖6A圖解說明在預定的負載電壓下流經點火電容器C2的電流、流經旁路二極體D2的電流、和跨過檢測電阻Rs的檢測電壓等的數值，在圖4的電路中使用了這些電子部件。
圖6B圖解說明流經點火電容器C2的電流數量，和沒有旁路二極體時檢測電阻Rs上的電壓值；圖7A圖解說明用於防止洩漏電流經旁路二極體的等效電路；圖7B和7C圖解說明圖7A中電路的相關波形；圖8A圖解說明沒有引線的燈兩端的點火電壓的包絡線；和圖8B圖解說明具有15英尺燈引線的燈兩端的點火電壓的包絡線。
該DC-AC逆變器8包括電橋電路10、檢測器件14和旁路器件16。該DC-AC逆變器8可以由全橋逆變器或者半橋變換器構成。
振蕩迴路12包括第一諧振網絡18和第二諧振網絡20。
圖1B圖解說明本發明的一種具體電路結構。然而，應該理解，在不違背本發明的精神與/或範圍的條件下可以做一些改變。
電橋電路10包括配置成全橋結構的多個MOSFET電晶體Q1到Q4。振蕩迴路12的第一諧振網絡1 8包括電容器C1和電感器L1。振蕩迴路12的第二諧振網絡20包括點火電容器C2、阻尼電阻R1、和電感性元件T。檢測器件14包括檢測電阻Rs，而旁路器件16包括通過電阻R2串聯連接的二極體D1和D2。
高強度放電(HID)燈LAMP的一個引線連接到電容器C1和電感器L1的接合處，而HID燈LAMP的另一個引線連接到電感性的元件T的接頭B。圖1B示出了燈相對于振蕩迴路12的電連接；然而，應該明白，對燈的說明是為了表達燈與振蕩迴路12的第一和第二諧振網絡18和20的電連接，它與振蕩迴路12(不是一部分)是分離的。
第一諧振網絡18的電感器L1和電容器C1形成斬波(或者補償)濾波器網絡。第二諧振網絡20的電感元件T和點火電容器C2形成高頻諧振網絡，而阻尼電阻R1的功能是減小品質因素和加寬高頻諧振網絡的帶寬。
旁路器件16的旁路二極體D1和D2控制從點火電容器C2流經過檢測電阻Rs的電流，而電阻R2是為了防止(或者減小)從MOSFET Q2與/或MOSFET Q4流經旁路二極體D1和D2的任何電流。更可取的是，電阻R2的阻值遠遠高於(大於)檢測電阻Rs的阻值。與電阻R1串聯電連接的電阻R2還具有作為阻尼電阻的功能。
根據圖1C中示出的變化，電阻R2包括多個(例如，圖1C中是兩個)電阻，它們可以是(或者也許不是)相等的阻值。在這種變化中，一個電阻與旁路二極體D2串聯連接，同時另一個電阻與旁路二極體D1串聯連接。
在啟動(引燃)工作期間，通過提供給電壓電源線Vbus、MOSFETQ1、和MOSFET Q2的頻率變化和佔空比變化的電源來向點火網絡(由電感性的元件T、電容器C2、電阻R1和電阻R2構成的)施加電壓。通過控制MOSFETS Q1和Q2的切換速率(例如，系統導通與截止的頻率)，每個高頻周期內的頻率與/或佔空比能夠線性地從近似200kHz的第一(例如，高頻)頻率掃描到近似100kHz的第二(例如，低頻)頻率。
下面討論的基礎是假定圖2B中示出的電感元件T用於圖1B的電路中。給定上述工作頻率，第一個電感器T′具有近似750μH的數值，電容器C2具有近似1.5nF的數值，而任何存在的寄生電容範圍可以從大約0pF到最大約150pF。寄生電容反射到電感器T′，這構成了具有電容器C2的諧振網絡的電容性元件部分。由於這個反射，諧振頻率發生變化。基於已經進行的模擬，分別對應於寄生電容出現的近似值0pF；50pF；100pF；和150pF，諧振頻率變得等於大約143kHz；135kHz；127kHz；和121kHz。
應該注意，該諧振頻率不受阻尼電阻的存在或不存在的影響(改變)，但是針對寄生電容，電路中的增益確實發生了變化。還應該注意到，當包含該阻尼電阻時，電路中增益(相對於寄生電容的)變化減少。例如，沒有阻尼電阻，在寄生電容大約從0pF到150pF的範圍內，峰值增益減少了將近16.7％。然而，當大約30歐姆的阻尼電阻R1包括在該電路中時，該峰值增益在相同的0pF到150pF範圍內僅僅減少大約6.3％。
從上面所述中可明顯看出阻尼電阻在穩定增益中起著一定的作用。對於給定的驅動信號源和頻率掃描模式，點火電壓的峰值幅度與諧振網絡的增益成比例。如上所述，由於阻尼電阻的加入，增益變化僅僅近似6.3％，因此，當寄生電容從0pF到150pF變化時點火電壓保持在預定的界限內。應予注意的是，在使用中，燈引線可以達到大約15英尺，測量的等效電容近似150pF。
圖8A和8B圖解說明當燈引線長度分別是0英尺和15英尺時的點火電壓包絡線。關於這點，要注意的是，已經採用了圖2A的電感性元件T，此外，可以在端點B和C(參見圖2A)跨接小數值的電容器(例如，大約150pF)，以便減小(濾除)一些圖中所示的甚高頻阻尼振蕩。
在啟動(引燃)工作期間，MOSFET Q3和MOSFET Q4分別與MOSFETQ2和MOSFET Q1同相切換。因為斬波(補償)濾波網絡(由電感器L1和電容器C1形成的)的諧振頻率比大約100kHz到200kHz的掃描頻率低得多，所以在電感器L1或電容器C1兩端僅僅產生小的諧振電壓。在啟動工作期間，一旦引燃燈，燈電流在高頻周期的一半流經過MOSFET電晶體對Q1和Q4，而燈電流在高頻周期的另一半流經過MOSFET電晶體對Q2和Q3。
在燈的正常工作(例如，在燈被引燃/啟動之後)期間，MOSFET Q1和MOSFET Q2以大約170Hz的低頻工作，而MOSFET Q3和MOSFET Q4以近似50kHz的高頻工作。作為選擇，在大約170Hz的低頻周期的一半期間，MOSFET對Q1和Q4以近似50kHz的高頻工作，而MOSFET對Q2和Q3在低頻(例如，近似170Hz)周期的另一半期間以高頻(例如，近似50kHz)工作。在具有低頻燈電壓的正常工作期間，所有的開關都可以工作在高頻。在兩種情況的任意一種下，MOSFET Q1和MOSFET Q2接合處(例如，圖1B中的點A處)的電壓在MOSFET Q1導通時是高(HIGH)，而在MOSFET Q2導通時是低(LOW)。在高電壓到低電壓的過渡(或者低電壓到高電壓的過渡)期間，充電(或者放電)電流經過點火電容器C2。
現在將提供在低燈電壓情況下的詳細工作情況。圖4表示具有圖2B的電感元件T的圖1B電路，而圖5A到5E表示圖4電路的不同位置的波形。在正常工作中，由電容器C1和電感器L1形成的斬波器(補償濾波器)網絡的諧振頻率低於比如大約50kHz的高頻頻率。在正常工作期間，由電容器C2、電阻R1、和電感性元件T′形成的逆變器網絡(點火網絡)的諧振頻率比高頻(例如，近似50kHz)的頻率高。可以認為跨過電容器C1的電壓在高頻周期內是恆定的。可以認為跨過電感性元件T′和T″的電壓在高頻周期內是零。
燈電壓V(lamp)等於電容器C1上的電壓。因此，圖4中點C的電壓等於電壓V(1)。在時間t等於0時，MOSFET電晶體Q2和Q3導通，而MOSFET電晶體Q1和Q4截止。斬波器電流V(Rs)上升並且達到預定峰值電平，在這一點上，MOSFET Q3截止而慣性電流(freewheelingCurrent)開始流經過電感器L1、電容器C1、燈、和MOSFET電晶體Q2和Q4的內部二極體，直到t等於t1時。在時間t等於t1時，MOSFETQ2截止。慣性電流繼續流經過MOSFET Q1的內部二極體並且返回到總線線路，直到在時間t等於t2時電流達到零。在時間t等於t2時，新的周期開始。
在時間t等於0和時間t等於t1時，電壓V(1)突然從高轉變到低(從低到高)。點C的電壓V(1)與電流I(C2)之間的關係可以用方程式來表示I(c2)＝C2*dV(1)/dt，忽略任何寄生電感和阻尼電阻R1與R2。
跨過電容器的電壓沒有即時改變。因此，產生尖銳的(spiky)電容性電流I(C2)，如圖5E中所示。電容器C2的尖銳充電(或者放電)電流I(C2)，僅僅受電壓V(1)的上升(或者下降)斜度、寄生電感、寄生電阻、和電阻R1與R2的數值所限制。要注意的是，電流I(C2)的峰值幅度可能很高。如果這個電流經過檢測電阻Rs，而且沒有被旁路二極體D1和D2旁路，檢測電阻Rs上的總電壓是電流I(C2)和斬波器電流I(Q2)一部分的組合。在這種情況下，檢測電壓明顯失真，這將影響對斬波器工作的控制。
圖6A和6B中分別示出了有和沒有旁路二極體D1與D2的實際波形。如從這些圖中所看到的，電流I(C2)正極性部分流經過I(D2)，其中當I(C2)大於0時，I(C2)等於I(D2)。要注意的是，在圖6A和6B中示出未電流I(C2)流通過旁路二極體D1的負極性部分。由圖6A中間的掃描跡線描繪的控制檢測電壓包括三角波形，它與三角形斬波器電流相比較顯示出最小的失真。當省略旁路二極體時，整個的電流I(C2)與電流I(Rs)結合形成V(Rs)，如圖6B中所示。由於它與電流I(C2)正極性部分的組合，檢測電壓負極性部分幾乎消失。檢測電壓與斬波器電流相比較失真明顯，而且檢測電壓的頂部變平。假設反映在檢測電阻上的斬波器電流的峰值與檢測電阻上的電壓不一樣。注意，這不可能(或者，至少很難)控制斬波器工作的峰值電流。
檢測的斬波器電流，或者經過電感器L1的電流被反饋用來控制斬波器開關Q3和Q4的導通時間。此外要注意的是DC電壓源Vbus或者由功率因數校正電路提供，或者直接地由整流的和濾波的沒有功率因數校正的AC線路提供。
圖7A圖解說明圖1B中所示電路的一部分。為了限制流經過旁路二極體D1和D2的斬波器電流，電阻R2首先作為與檢測電阻Rs有關的高阻抗路徑。使用斬波器網絡的全橋逆變器形成三角形電流源，如圖7B和7C所示。在正常工作期間，工作頻率比點火網絡的頻率低得多，因此電容器C2實際上是開路的(電路的外面)。當電阻R2的數值是零時，檢測電阻Rs上的最大電壓因旁路二極體D1和D2的導通而被箝位到近似1.4伏。
如圖7B中所示，檢測電壓V(Rs)在其正極性的波形上顯示出平頂，表示波形失真。旁路二極體D1和D2將開始導通，洩漏電流總是正向偏置。檢測電壓V(Rs)的峰值通常是在近似1Vpk到2Vpk之間的範圍內。要注意的是很難精確地控制該峰值電流。
當電阻R2的數值明顯大於檢測電阻Rs的數值時，流過旁路二極體D1和D2以及電阻R2的洩漏電流可以忽略。檢測電阻Rs上的電壓V(Rs)反映實際的斬波器電流，如圖7C中所描繪。例如，對於具有近似1.3安培起動電流和近似2安培的峰值斬波器電流的70瓦特HID燈來講，檢測電阻Rs的電阻是0.8歐姆。根據公式電壓等於電流乘以電阻(V＝I*R)，峰值檢測電壓V(Rs)等於2安培*0.8歐姆，或者是1.6伏，其大於旁路二極體D1和D2的1.4伏箝位電壓。因此，要將電阻R2的數值選擇的比檢測電阻大的多(即，近似於檢測電阻Rs的20倍，或者是近似15歐姆)。
在HID燈啟動(引燃)時，電阻R2還用作與電阻R1串聯的阻尼電阻。當電阻R2以圖1B中所示結構連接時，在MOSFET Q1導通時電阻R2抑制峰值諧振電壓的正極性部分。為了抑制峰值諧振電壓的正極性與負極性兩部分(或者剛好是峰值諧振電壓的負極性部分)，應該採用圖1C所示的連接。
儘管已經參考優選實施例對本發明進行了具體的說明和描述，但是本領域的技術人員可以理解各種形式的和/或細節的修改，而不脫離如下面的權利要求規定的本發明的實質和/或範圍。例如，可以通過修改本發明來避免聲音的共振，即，在HID燈的正常工作期間，使用由平滑DC電流中斷的高頻電流。另一選擇是，電橋電路10可以配置為半橋電路。
權利要求
1.一種用於驅動放電燈的裝置，其特徵在於包括振蕩迴路，該振蕩迴路向燈提供電源，而且它包括第一諧振網絡和第二諧振網絡，在正常的工作方式期間，第一諧振網絡向燈提供交變方波電流，在啟動工作方式期間，第二諧振網絡產生諧振點火電壓，而且它包括串聯連接的阻尼器件、諧振電容器和諧振電感器；和將DC電壓轉換成AC電壓的DC-AC逆變器，並且它位於在電壓輸入和振蕩迴路之間。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特徵在於DC-AC逆變器包括電橋電路，所述電橋電路包括至少一對互補地導通與截止的開關部件。
3.根據權利要求1或2所述的裝置，其特徵在於阻尼器件是阻尼電阻。
4.根據權利要求2所述的裝置，其特徵在於所述電橋電路是全橋逆變器。
5.根據權利要求2所述的裝置，其特徵在於所述電橋電路是半橋逆變器。
6.根據權利要求2所述的裝置，其特徵在於還包括一個控制電流的旁路器件，第二諧振網絡連接到電橋電路的一個輸出端和旁路器件的輸出端。
7.根據權利要求1、2或6所述的裝置，其特徵在於第一諧振網絡包括電容器和電感器，電容器並行連接在燈與第二諧振網絡中的諧振電感器串聯連接的電路上。
8.根據權利要求6或7所述的裝置，其特徵在於還包括檢測第一諧振網絡中電流的檢測器件。
9.根據權利要求8所述的裝置，其特徵在於所述檢測器件包括檢測寄存器。
10.根據權利要求8所述的裝置，其特徵在於所述檢測器件連接在電壓輸入的一端與電橋電路的一個輸入端之間，電壓輸入的另一端可以連接到電橋電路的另一輸入端，而檢測器件可以並行地與旁路器件連接。
11.根據權利要求6、8或10所述的裝置，其特徵在於旁路器件包括兩個串聯連接的二極體。
12.根據權利要求8所述的裝置，其特徵在於交變方波電流的頻率小於1kHz，而諧振點火電壓的頻率大於20kHz。
13.根據權利要求11所述的裝置，其特徵在於兩個串聯連接的二極體的結合處連接到第二諧振網絡。
14.根據權利要求11所述的裝置，其特徵在於還包括防止洩漏器件，它與兩個串聯連接二極體中的至少一個連接。
15.根據權利要求14所述的裝置，其特徵在於檢測器件具有檢測電阻，而檢測器件的電阻值小於防止洩漏器件的電阻值。
16.根據權利要求15所述的裝置，其特徵在於防止洩漏器件的電阻值是檢測器件的電阻值的20倍或者更大。
17.一種使用驅動放電燈的裝置來驅動放電燈的方法，其特徵在於，該裝置包括振蕩迴路，其包括第一諧振網絡和第二諧振網絡，第一諧振網絡在正常的工作方式期間提供交變的矩形電流，第二諧振網絡在啟動工作方式產生諧振點火電壓，而且它包括串聯連接的阻尼器件、諧振電容器和電感器；DC-AC逆變器，其包括電橋電路、檢測器件和旁路器件，並且所述的逆變器位於電壓輸入端與振蕩迴路之間，電橋電路具有至少一對互補地導通與截止的開關元件，檢測器件檢測在第一諧振網絡中流過的電流，旁路器件控制該電流的流動，該方法包括以下步驟操作振蕩迴路以致於在啟動工作方式期間第二諧振網絡向燈提供諧振點火電壓；在預定時間周期的過去之後，操作振蕩迴路，以致於在正常工作方式期間第一諧振網絡向燈提供交變的方波電流；利用檢測器件檢測在第一諧振網絡流動的電流；以及利用旁路器件從第二諧振網絡中的電流中分離第一諧振網絡中的電流。
全文摘要
一種用於驅動包含振蕩迴路(12)和DC－AC逆變器(8)的放電燈的裝置。振蕩迴路(12)向燈提供電源，而且它包括第一諧振網絡(18)和第二諧振網絡(20)。在正常的工作方式期間，由第一諧振網絡(18)向燈提供交變的方波電流。在啟動工作方式期間，第二諧振網絡(20)產生諧振點火電壓，該諧振網絡包括串聯連接的阻尼器件(R1)、諧振電容器(C2)和諧振電感器(T)。通過位於在電壓輸入和振蕩迴路(12)之間的DC－AC逆變器(8)來將DC電壓轉換成AC電壓。
文檔編號H05B41/288GK1460396SQ02801007
公開日2003年12月3日 申請日期2002年3月29日 優先權日2001年3月30日
發明者宋易勇 申請人:松下電工株式會社