基於最大似然估計的超寬帶通信系統的跟蹤環路的製作方法

2023-10-05 05:44:54 2

專利名稱：基於最大似然估計的超寬帶通信系統的跟蹤環路的製作方法
技術領域：
本發明屬於無線通信技術領域，具體涉及一種應用於脈衝體制超寬帶(IR-UWB)通 信系統的跟蹤環路。
技術背景近年來，脈衝體制超寬帶(Impulse Radio Ultra-wideband, IR-UWB)無線通信系統受 到工業界和學術界的廣泛重視。根據美國通信委員會(FCC Federal Communications Commission)公布的超寬帶定義， 若一個信號所佔用的瞬時帶寬超過500MHz，或者相對帶寬大於0.2，則此信號為超寬帶信 號。相對帶寬(或分數帶寬，Fractional Bandwidth)定義為能量帶寬與中心頻率的比值。但是，正是脈衝體制超寬帶利用基帶超窄的亞納秒級的脈衝傳輸信息這一特點，使得 很小的定時誤差，也會使跟蹤環路失鎖，從而使系統性能極大的衰減。傳統的跟蹤環路是基於鎖相環或數字基帶系統的碼跟蹤環路設計的，但是脈衝體制超 寬帶的超窄脈衝周期和超寬的帶寬，使得脈衝體制超寬帶通信系統中的捕獲和跟蹤成為一 個難點，人們不能再像在窄帶系統中一樣，簡單的將接收到的波形看成是方波或者升餘旋 波。這就促使我們通過研究傳統的鎖相環，延時鎖相環路和碼跟蹤環路來得出新的，適用 於脈衝體制超寬帶通信系統的超窄高斯脈衝的跟蹤環路。在許多文獻中，詳細描述了在傳 統的窄帶數字通信系統中通過採樣和內插，實現碼跟蹤和採樣值的內插，同時在另外一些 文獻中，針對加性高斯白噪聲信道(AWGN)和IEEE802.15多徑信道，對脈衝體制超寬帶 跟蹤環路進行了分析與推導，詳細分析了不同的高斯波形對跟蹤環路的影響，但是還沒有 人提出密集多徑信道下針對脈衝體制超寬帶的跟蹤環路有效的電路結構。 發明內容本發明的目的在於提供一種在密集多徑信道下能有效跟蹤超寬帶脈衝，使系統誤碼率 性能有極大提高的跟蹤環路。本發明採用較簡單的電路結構，而且即使在較低信噪比下也能達到較好的跟蹤性能。 由系統仿真證明該發明是具有較高性能且行之有效的針對脈衝體制超寬帶超窄高斯脈衝 的跟蹤環路。本發明提供的是一種基於最大似然估計的脈衝體制超寬帶的跟蹤環路。該跟蹤環路由 低通濾波器l、時間誤差檢測器2、同步採樣路3、環路濾小器4和數控振蕩器5組成，接收信號首先經過低通濾波器1，低通濾波器1的輸出信號進入時間誤差檢測器2，時間誤 差檢測器2的輸出由同步採樣電路3進行採樣，採樣的值進入環路濾波器4，環路濾波器 4的輸出經過數控振蕩器5反饋到同步採樣電路3。其中a) 低通濾波器1對輸入信號進行低通濾波，抑制信道的噪聲信號；b) 時間誤差檢測器(TED Timing Error Detector) 2，事先已知接收信號的波形函數， 模擬導數匹配濾波器傳遞函數設計為波形函數的導數，接收信號通過該導數匹配濾波器， 得到的信號即是定時誤差的函數；c) 同步採樣電路3是一個一比特模數轉換器，根據信道估計估出的選擇性多徑的位置， 在每個脈衝應該結束的地方採樣，所得值即為實際接收到的信號脈衝和信道估計估出的脈 衝位置的定時誤差函數的值；d) 環路濾波器4採用二階低通濾波器。調節濾波器參數可以有效的抑制採樣所得定 時誤差函數值中的噪聲分量，使反饋回去的定時誤差函數值更加精確；e) 數控振蕩器5將定時誤差函數值轉換為時間量，反饋給同步採樣電路，實現環路的 鎖定；同時將該值輸出到解調環節，調整相關解調模板位置。跟蹤環路數學模型如下(見圖5所示)首先時間誤差信號乘以由時間誤差檢測器的算法決定的環路係數，加上噪聲後經過傳 遞函數為F(z)的環路濾波器和傳遞函數為/(力的數控振蕩器，最後再反饋為時間誤差信號。根據本發明的跟蹤環路，信號的跟蹤過程如下首先，接收到的信號經過導數匹配濾 波器，得到接收信號和本地模板的時間誤差函數，然後由同步採樣環節將該時間誤差函數 信號進行採樣；再通過一個二階低通環路濾波器對該採樣值進行濾波，抑制其中的噪聲分 量；最後將濾波得到的時間誤差值經過數控振蕩器轉換成時間量反饋給同步採樣電路，使 本地模板與接收到的信號在時間上調整對齊，實現環路的鎖定。另外，該反饋信號將輸出 給解調環節，用來調整選擇性Rake接收機分支中相關模板的位置。本發明提供的跟蹤環路大大降低了系統對採樣率的要求，使得採樣可以在脈衝體制超 寬帶調製信號的幀層面上進行。並且該跟蹤環路可以極大的降低系統解調的誤碼率，提高 系統性能。該發明由仿真證明是行之有效的可以極大提高系統性能的脈衝體制超寬帶跟蹤 環路。


圖1給出了四比特直接序列二進位相位調製(DS-BPSK direct spread binary phase shift keying)的高斯脈衝超寬帶發送信號(信號周期為7>)。其中，每一個比特(時間長為由 五個幀(時間長為？))組成，每個幀中有一個高斯脈衝，每個比特都由DS碼調製而成，每幀時間相同，脈衝都出現在幀開始的地方。圖2給出了 IEEE802.15.3a所定義的超寬帶多徑信道的離散時間衝激響應。圖3給出了分支數為5的選擇性Rake的信道估計。當用5條分支的選擇性(Rake) 接收機時，信道估計完成後，選出的幅值最大的5條多徑，這5條多徑脈衝只是發射脈衝 時間延遲和幅值衰減後的複製，也就是跟蹤環路需要跟蹤的5個脈衝。圖4給出了跟蹤環路結構框圖。接收信號首先進過一個低通濾波器，然後由時間誤差 檢測器得到時間誤差信號，由同步採樣器採樣後進行低通濾波，濾波後的信號由數控振蕩 器反饋給同步採樣器和輸出到解調環節。圖5給出了跟蹤環路的數學模型。其中，J是一個由時間誤差檢測器推導出來的近似 的相乘的算子，屍(z)是環路濾波器的傳遞函數，/=一/(1-一)是數控振蕩器的等效函數。圖6給出了時間誤差檢測器的S曲線圖。該圖表徵了跟蹤環路的跟蹤範圍和對時間誤 差的靈敏度。圖7給出了跟蹤環路時間誤差的方差的仿真圖。時間誤差的方差表徵了環路對噪聲的 抑制性能，該圖說明了該跟蹤環路具有很好的噪聲抑制性能。圖8給出了無跟蹤環路時，不同的時間抖動下誤碼率。該圖仿真了無跟蹤環路時，不 同的時間抖動範圍下，時間抖動對系統誤碼率性能的影響，可以看到當抖動到半個脈衝周 期左右，時間抖動使系統的誤碼率迅速提高，解調性能迅速降低。圖9給出了當時間抖動範圍=0.47>時，誤碼率比較。由仿真圖可以看出，引入跟蹤 環路之後，系統誤碼率大概有兩個數量級的降低。圖IO給出了當時間抖動範圍=0.67>時，誤碼率比較。由仿真圖可以看出，引入跟蹤 環路之後，系統誤碼率大概有兩個數量級的降低。圖ll給出了當時間抖動範圍=0.8;時，誤碼率比較。由仿真圖可以看出，引入跟蹤 環路之後，系統誤碼率有比較小的降低，此時時間誤差的抖動範圍已經超出跟蹤環路的跟 蹤範圍，所以很容易使跟蹤環路失鎖。圖中標號l為低通濾波器，2為時間誤差檢測器，3為同步採樣器，4為環路濾波器， 5為數控振蕩器。
具體實施方式
本發明是一種跟蹤環路，接收信號通過該環路就可以調整很小的時間誤差，得到脈衝 的精確位置，提高系統的解調性能。在脈衝體制超寬帶無線通信系統中，每個信息比特由一個符號來傳輸，設每個符號包 括綺幀，每幀包含一個脈衝《(0，幀寬度為7> ，脈衝寬度為&。因此符號的寬度為7S iV/7y。為了平滑發射功率譜及允許多用戶接入，引入直接序列擴頻(Direct-Sequence, DS)碼，每 個脈衝的幅度由信息序列和DS碼c4的乘積進行調製，其中formula see original document page 6。未經調製的符 號長度的發送信號p/(/)可以表示為假設信號在密集多徑信道下傳送，且噪聲是均值為零，單邊功率譜密度為A^的加性高 斯白噪聲，同時，符號間竄擾和幀間竄擾可以通過選擇7>^^+;來避免，其中、為多徑延時。考慮多徑信道對傳送信號的影響，將信道的離散衝激響應表示為formula see original document page 6 (2)該式中，x表示呈指數分布的幅值衰減，信道係數為w,屍A,"/.A,/ 。其中，pw是由信 道反射引起的，在±1之間均勻分布的隨機變量，相乘因子^和A,/分別代表第/簇多徑和該簇多徑中第a:個多徑分量的幅值。因此，在接收端收到的經過多徑信道的信號為formula see original document page 6 (3)其中g(O是接收到的單位能量超寬帶脈衝波形，r是未知的延遲時間，n《)是加性高斯 白噪聲，4是在不考慮噪聲的情況下，每個接收到的脈衝的能量。假設同步和信道估計已 經完成，且採用選擇性多指(SRake selective rake )接收機。則對於高斯及其導數脈衝，參 考文獻表明多徑參數由正EE802.15.3a定義的多徑效應，在跟蹤中是可以被忽略的，因 此，對於跟蹤來說，超寬帶多徑信道可以由一些經過選擇的，帶幅值衰減和延時的多徑分 量來表徵，只要跟蹤了這些選擇的多徑分量，就實現了對超寬帶多徑信道的跟蹤。假設選擇性多指接收機(SRake)的分支數為M，用於相關的本地參考波形可以如下表示formula see original document page 6其中g(O是本地產生的單位能量模板波形，該波形的能量為單位能量，4是第m條多徑的時間估計，所以第m條選擇的多徑的時間誤差為e =-^ 。為了得到優化的TED結構，考慮基於最大似然估計算法的TED的推導。 假設該似然估計的觀測樣本區間為0"《7;,《e {1,-1}為檢驗判決(decision-directed)得到的符號值，設估計樣本為formula see original document page 6則由這個樣本空間，根據參考文獻中可以得到對數似然方程表示為formula see original document page 7￡(將(5)代入(6)並且求導，可以得到下式.
formula see original document page 7
其中g'(O是g(O的導數，因為觀測區間To遠大於幀周期(rc>>7>)，所以可以將對/ 的無限求和限制在根據區間os^e (;為似然估計的觀測樣本長度)。並且由於超寬帶的
超窄脈衝是多徑可辨的，因此可以忽略脈衝間的相互影響，有
f)g(卜mr,-f)AaO (z'^)，經過以上兩部分的近似，將(8)表示成
formula see original document page 7
在式(8)中，y'(o是KO經過導數匹配濾波器啦(O/"f-g'(0後的響應，A'(O是信號g(O
經過該濾波器的響應，可以表示為
formula see original document page 7
考察式(9)，可以推導出一些比較有用的結果因為/2'W和/^) gW0gK)的導數等效， 而後者是一個偶函數並且在零點有最大值，所以/7'(0)=0,並且/^)=-/ '(力。
將以上結果代入(8)，並且由前面的討論發現Z:(Hf)的第A:個分量，就是第A個時間誤
差，則可以得出誤差e(yt)的表達式如下
,=4少("盧') (10)
跟蹤環路的性能可以由s曲線和定時誤差的方差來表徵的。其中s曲線表徵了跟蹤範
圍的大小和時間誤差檢測器對定時誤差的敏感程度。而定時誤差的方差表徵了環路對噪聲 的抑制性能。
1. s曲線
通過推導，s曲線的表達式如下
SO) = -C/z(eJ (12) 其中^ =r-f 。因為跟蹤環路是在^=0附近很小的範圍內工作的，應用線性近似理論:
//^Hz'(o)+;T(o).q，由此得到該跟蹤環路的數學模型如圖5所示，將v4二c./r(o)定義為一個相乘的算子，F(Z)是環路濾波器的傳遞函數，V(l-一)是數控振蕩器的等效函數。
2. 時間誤差的方差-
由圖5所示錯誤！未找到引用源。數學模型可以得到假設輸入時間誤差為零，則方差由環路噪聲決 定，環路噪聲/ w(w)包含互不相關的兩部分由熱噪聲引起的加性噪聲和自噪聲，表示如下
formula see original document page 8 (13) 通過數學推導，可知兩部分分別為
formula see original document page 8將(14)和(15)相加，即得到時間誤差的方差值，圖7為歸一化的仿真圖，由圖中可以 看到，在低信噪比的情況下，當忽略檢驗判決的誤差的時候，時間誤差方差曲線與卡拉米 -勞下界十分接近，因此本發明從理論分析可知具有很好的跟蹤性能。
3. 環路濾波器的設計
式(15)中，7&是與環路的閉環傳遞函數有關的值，假設環路濾波器是二階的 F向:-G;+G乂(l-F7)，其中G/,C 2為待定的濾波器參數。則閉環傳遞函數如下式所示 formula see original document page 8)
假設&r《1，則有近似:formula see original document page 8，則示式(16)表示為
可得到formula see original document page 8由式(17)所決定。 本發明的有益效果可以由性能仿真圖體現。
在仿真中，用歸一化的脈衝寬度為7^1ns的高斯脈衝。將每個符號結構定義為W/二5， T產40ns。採用DS-BPSK的調製方式，DS碼由移位寄存器序列隨機產生，周期為10。信 道模型採用IEEE 802.15.3a定義的CM3情況下的密集多徑信道。同時，為得到跟蹤環路在 有定時誤差的情況下對系統解調性能的影響，每個脈衝引入一個隨機產生的，在某一範圍 內定時誤差。定時誤差的範圍用7}來表示。接收機採用有不同分支數的選擇性多指接收機 (SRake)。通過仿真，可以得到在不同的能量收集策略以及不同的定時誤差範圍下系統的 BER性能的分析。
圖8給出了無跟蹤環路時，不同的時間抖動下誤碼率。該圖仿真了沒有引入跟蹤環路時，系統的誤碼率性能。從圖中我們可以發現，當定時誤差在20%7>之內時，系統誤碼率 性能在可接受範圍內，但是，當定時誤差進一步變大時，系統誤碼率性能迅速降低，比如 在圖9中，當7}=40%7>五MV(T20dB時，誤碼率僅為10—2 。因此，當定時誤差在半脈衝 周期左右或者大於半脈衝周期的時候，就需要引入跟蹤環路來提高系統的誤碼率性能。
圖10，圖11可以看到本文提出的跟蹤環路在提高系統誤碼率性能中的作用，這些圖 分別描繪了在一定的定時誤差範圍內，沒有跟蹤環路和有跟蹤環路時，系統的誤碼率性能 的對比。比如在圖9中，當採用5分支SRake的時候，與沒有跟蹤環路時相比，誤碼率 在￡Wo=15dB點上下降了兩個數量級。同樣，在圖7中。在五Z)/M^20dB點上，採用5 分支的系統誤碼率性能與沒有跟蹤環路時相比，下降了近三個數量級。但是，如圖11所 示，當7} >80%7>時，引入跟蹤環路後誤碼率性能並沒有顯著的提高，這是因為當定時誤 差超出了跟蹤範圍時，跟蹤環路極易失鎖，不再能有效的跟蹤定時誤差。
以上所述為本發明的較佳的具體實施方式
，但本發明的保護範圍並不局限於此，任何 熟悉本領域的技術人員在本發明說明的技術範圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋 在本發明的保護範圍之內。因此，本發明的保護範圍應該以權利要求書的保護範圍為準。
權利要求
1、一種基於最大似然估計的超寬帶通信系統跟蹤環路，其特徵在於該跟蹤環路由低通濾波器(1)、時間誤差檢測器(2)、同步採樣路(3)、環路濾小器(4)和數控振蕩器(5)組成，接收信號首先經過低通濾波器(1)，低通濾波器(1)的輸出信號進入時間誤差檢測器(2)，時間誤差檢測器(2)的輸出由同步採樣電路(3)進行採樣，採樣的值進入環路濾波器(4)，環路濾波器(4)的輸出經過數控振蕩器(5)反饋到同步採樣電路(3)；其中a)低通濾波器(1)對輸入信號進行低通濾波，抑制信道的噪聲信號；b)時間誤差檢測器(2)，事先已知接收信號的波形函數，模擬導數匹配濾波器傳遞函數設計為波形函數的導數，接收信號通過該導數匹配濾波器，得到的信號即是定時誤差的函數；c)同步採樣電路(3)是一個一比特模數轉換器，根據信道估計估出的選擇性多徑的位置，在每個脈衝應該結束的地方採樣，所得值即為實際接收到的信號脈衝和信道估計估出的脈衝位置的定時誤差函數的值；d)環路濾波器(4)採用二階低通濾波器，調節濾波器參數可以有效的抑制採樣所得定時誤差函數值中的噪聲分量，使反饋回去的定時誤差函數值更加精確；e)數控振蕩器(5)將定時誤差函數值轉換為時間量，反饋給同步採樣電路，實現環路的鎖定；同時將該值輸出到解調環節，調整相關解調模板位置。
全文摘要
本發明屬於無線通信技術領域，具體為一種基於最大似然估計的超寬帶通信系統的跟蹤環路。該跟蹤環路由低通濾波器、時間誤差檢測器、同步採樣路、環路濾小器和數控振蕩器組成，接收信號首先經過低通濾波器，低通濾波器的輸出信號進入時間誤差檢測器，時間誤差檢測器的輸出由同步採樣電路進行採樣，採樣的值進入環路濾波器，環路濾波器的輸出經過數控振蕩器反饋到同步採樣電路。本發明提出的跟蹤環路能有效的在IEEE802.15.3a所提出的密集多徑信道下跟蹤脈衝體制的超寬帶通信系統的高斯脈衝，使系統誤碼率性能有極大的提高。
文檔編號H04L27/227GK101242199SQ20081003432
公開日2008年8月13日 申請日期2008年3月6日 優先權日2008年3月6日
發明者彭延傑, 惲達賢, 曾曉洋, 王易因 申請人:復旦大學