一種模塊化高壓供電電路的製作方法

2023-10-06 23:20:49 2

一種模塊化高壓供電電路的製作方法
【專利摘要】本發明提供了一種模塊化高壓供電電路，包括：升壓電路，用於將輸入的低壓寬範圍直流電壓升壓為相對電壓較高的直流電壓輸出；諧振升壓隔離電路，連接所述升壓電路，用於將升壓電路輸出的直流電壓轉化為諧振交流電並通過變壓隔離後輸出；倍壓整流電路，連接所述諧振升壓電路，用於將諧振升壓隔離電路諧振變化後輸出的交流電整流為直流電並進行倍壓升壓；控制電路，對所述升壓電路進行電壓閉環控制、對所述諧振升壓隔離電路進行定頻開環控制。電路各級短路結構相對固定，適合低壓寬範圍輸入、高壓高隔離多路輸出，輸出電壓精度高，控制簡單，功率密度高，易於模塊化，特別適合模塊化後作為MPM的供電電源。
【專利說明】一種模塊化高壓供電電路

【技術領域】
[0001] 本發明涉及檢測技術、信號處理與電氣控制領域，特別涉及一種基於單片機系統 電路的智能機械手控制系統。

【背景技術】
[0002] 高壓電源是微波功率模塊（MPM)所必須的供電裝置，MPM的核心單元是行波管放 大器，其陰極，柵極、收集極均需要高壓供電，且為了提高效率，其收集極常常又採用多級降 壓收集極技術，需要多組高壓電源，因此整個行波管的供電需要多路高壓電源供電。MPM具 有寬帶、高效、低噪、小體積、輕重量等優點而逐漸成為雷達、衛星通信星載系統、雷射器、醫 用X射線等領域的標準化通用放大器，其供電電源技術難點也相應地主要集中在高功率密 度化、高效率化、高可靠性、易於模塊化等幾個方面，因此選擇合適的供電電路，是保證MPM 性能的前提。目前MPM供電電路大多採用移相全橋、諧振半橋/全橋、多諧振等電路方式，工 作在高頻PWM模式或高頻諧振模式，前端由直流電源或經過整流後的交流電源作為輸入， 經高頻變流後，通過高頻隔離變壓器在副邊整流形成多組高壓電源，其系統典型結構如圖1 所示。
[0003] 移相全橋由於採用零電壓開關（ZVS)方式，可以實現較大的功率等級和較高的轉 換效率，但存在一些明顯的缺陷，例如輸入電壓不能太低，變化範圍不能太寬，輸出需要濾 波電感，輕載時難以實現ZVS等，加之由於變壓器升壓變比高、匝數多而呈現較大的寄生參 數，尤其是漏感會在高頻開關工作中引起電壓尖峰而威脅器件安全，因此導致此種電路很 難實現更高等級的電壓輸出和更高的轉換效率。
[0004] 諧振半橋/全橋電路一般有串聯諧振、並聯諧振兩種模式，由於利用寄生電感電 容參與工作而避免了寄生參數對電路安全性的影響，同時由於可以實現功率開關管的零電 壓開關（ZVS)或零電流開關（ZCS)，提高了轉換效率，降低了 EMI噪聲，提高了開關頻率，實 現了高效率高功率密度，但同樣存在低壓輸入場合時因隔離變壓器升壓變比較大導致在 兼顧高絕緣要求時變壓器設計困難，尤其在輸入電壓變化範圍較寬和負載變化較大時系統 閉環穩定性設計非常困難，輕載尤其是空載時難以實現輸出電壓的穩定。
[0005] 多諧振電路是一種結合了串並聯諧振優點的電路，但這種電路由於諧振元件的增 力口，工作模態中呈現多個諧振過程，使得電路參數的設計和優化都變得十分複雜和繁瑣，同 時它也不能解決在輸入電壓變化範圍較寬和負載變化較大時系統閉環穩定性設計困難，輕 載時輸出電壓的穩定等問題。


【發明內容】

[0006] 本發明要解決的技術問題是提供一種能夠低壓寬範圍輸入、高壓搞隔離多路輸 出、輸出電壓穩定效率搞得高壓供電電路。
[0007] 為解決上述技術問題，本發明的技術方案具體是這樣實現的：本發明提供了一種 模塊化高壓供電電路，其特徵在於，包括：升壓電路，用於將輸入的低壓寬範圍直流電壓升 壓為相對電壓較高的直流電壓輸出；諧振升壓隔離電路，連接所述升壓電路，用於將升壓電 路輸出的直流電壓轉化為諧振交流電並通過變壓隔離後輸出；倍壓整流電路，連接所述諧 振升壓電路，用於將諧振升壓隔離電路諧振變化後輸出的交流電整流為直流電並進行倍壓 升壓。控制電路，對所述升壓電路進行電壓閉環控制、對所述諧振升壓隔離電路進行定頻開 環控制。
[0008] 優選的，所述升壓電路包功率電感L1、功率開關Q1、功率二極體D1、輸出電容C1， 所述升壓電路為Boost升壓電路。
[0009] 優選的，所述升壓電路還包括對功率開關Q1進行採樣提供閉環控制信號和輸入 過流保信號的電流採樣單元CT1。
[0010] 優選的，所述隔離電路包括橋式逆變電路、諧振電路、高頻升壓變壓器T1和諧振 電流採樣單元CT2。
[0011] 優選的，所述橋式逆變電路由功率開關單元Q2-Q5構成，其輸入端電連接所述升 壓電路的輸出端，所述逆變電路的兩個橋臂中點為輸出端，所述輸出端電連接諧振迴路，所 述諧振電路路包括串聯的功率電感L2和電容C2,所述諧振電路與所述高頻升壓變壓器T1 的原邊組成諧振迴路，所述高頻升壓變壓器的副邊繞組連接倍壓整流電路。
[0012] 優選的，所述隔離電路還包括諧振電流採樣單元CT2。
[0013] 優選的，所述倍壓整流電路包括與η個橋式整流電路和一個電壓採樣單元，所述 橋式整流電路有兩個二極體和兩個電容組成，所述η個橋式整流電路逐級串聯，其中η對應 高頻升壓變壓器的副邊繞組個數。
[0014] 優選的，所述控制電路包括控制及保護單元、隔離輔助電源以及隔離驅動單元。
[0015] 本發明的ΜΡΜ行波管放大器高壓供電電路，該電路採用前級寬範圍輸入升壓、中 間級恆頻諧振隔離、付邊多路倍壓整流多路串聯的方案，在集成了諧振變換器優點的同時， 還可以達到以下的有益效果： (一） 前級升壓電路的採用使得系統適合電壓寬範圍輸入，突破了現有技術中輸入電壓 不能太低、範圍不能太寬的限制； (二） 採用全橋式諧振隔離，提高了諧振級輸入電壓利用率，從而減輕隔離變壓器的升 壓負擔，降低隔離變壓器的設計和加工難度； (三） 付邊採用倍壓整流多路串聯模式減少了變壓器的匝數，從而進一步減小了變壓器 的設計難度和加工工藝，使得隔離變壓器易於實現高絕緣要求，提高系統的可靠性； (四） 採用恆頻諧振全橋的隔離方式，可將諧振隔離環節從控制系統中等效為一個純比 例環節，從而避免了傳統方案中採用諧振變換做閉環的設計困難的問題，且由於採用前級 升壓電路閉環而中間級諧振電路開環工作，可以很好的解決諧振全橋對於輕載時輸出電壓 難以保持穩定的固有缺陷； (五） 由於Boost電路本身有較高的轉換效率，而全橋諧振採用定頻工作模式後也易於 將工作點設置在最優效率點，同時由於其定頻開環工作模式，克服了閉環系統對諧振電路 頻率變化範圍的要求，所以整個系統可以工作在較高的工作頻率而具有較高的轉換效率。
[0016] 本發明中得高壓供電電路各級短路結構相對固定，適合低壓寬範圍輸入、高壓高 隔離多路輸出，輸出電壓精度高，控制簡單，功率密度高，系統轉換效率高的優點功率等級 可從數百瓦到一千瓦，典型效率可達95%以上，功率密度高，易於模塊化，特別適合模塊化 後作為MPM的供電電源。
[0017]

【專利附圖】

【附圖說明】
[0018] 下面結合附圖和【具體實施方式】對本發明作進一步的詳細說明： 圖1為現有系統典型結構圖； 圖2為本發明模塊化高壓供電電路實施例的電路結構圖； 圖3為本發明模塊化高壓供電電路實施例的電路閉環控制框圖； 圖4為本發明模塊化高壓供電電路實施例的電路工作流程圖； 圖5為本發明模塊化高壓供電電路實施例的根據負載要求的具體設計電路圖。
[0019] 圖6為本發明模塊化高壓供電電路實施例的根據負載要求的具體設計電路的波 形檢測圖； 圖7為本發明模塊化高壓供電電路實施例的根據負載要求的具體設計電路的數據測 試圖。
[0020]

【具體實施方式】
[0021] 為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發明 的【具體實施方式】做詳細的說明，使本發明的上述及其它目的、特徵和優勢將更加清晰。在全 部附圖中相同的附圖標記指示相同的部分。並未刻意按比例繪製附圖，重點在於示出本發 明的主旨。
[0022] 實施例： 本發明提供了一種模塊化高壓供電電路，包括：升壓電路，用於將輸入的低壓寬範圍 直流電壓升壓為相對電壓較高的直流電壓輸出；諧振升壓隔離電路，連接所述升壓電路，用 於將升壓電路輸出的直流電壓轉化為諧振交流電並通過變壓隔離後輸出；倍壓整流電路， 連接所述諧振升壓電路，用於將諧振升壓隔離電路諧振變化後輸出的交流電整流為直流電 並進行倍壓升壓；控制電路，用於升壓電路、諧振升壓隔離電路以及倍壓整流電路的驅動控 制。
[0023] 如圖2所示，在本實施例中，模塊化高壓供電電路包括A、B、C、D四個部分。
[0024] 其中A部分為升壓電路，該部分包括一個功率電感單元L1、一個功率開關單元Q1、 一個功率二極體單兀D1、一個輸出電容單兀C1、一個電流米樣單兀CT1 ; 功率電感L1、功率開關Q1、功率二極體D1和輸出電容C1構成了基本的Boost升壓電 路，其作用是將輸入的低壓寬範圍直流電壓通過高頻PWM變換，升壓為相對電壓較高且平 穩的直流電壓提供給後級B部分； 功率開關Q1其作用是高頻PWM斬波；二極體D1其作用是整流輸出；電容C1其作用是 輸出濾波和儲能；電流採樣單元的CT1其作用是採樣功率開關Q1的電流並提供給控制電路 用於閉環控制和輸入過流保護。
[0025] 在本實施例中，功率開關Q1是一個高頻可控變流開關IGBT，當然也可是M0SFET， 同樣功率開關Q1可以是多個並聯而成的高頻可控變流開關，其主要是滿足等效後的功率 開關可以滿足商頻PWM斬波。
[0026] 在本實施例中，二極體D1可以是單個二極體，當然也可以是多個二極體進行串聯 或者並聯組成的等效二極體，即可以是半波整流也可以全波整流，只要完成整流輸出即可。 同樣，本實施例中電容C1為單個電容，當然也可是多個電容串聯或並聯等效而成的電容。 電流採樣單元的CT1可以是與功率開關串聯的電流互感器、電流霍爾傳感器、電阻等。
[0027] B部分為諧振升壓隔離電路，該部分包括四個功率開關單元Q2~Q5、一個功率電感 單元L2、一個電容單元C2、一個高頻升壓變壓器單元T1，和一個諧振電流採樣單元CT2。
[0028] 功率開關Q2?Q5是一個或多個並聯而成的高頻可控變流開關如MOSFET、IGBT等， 其作用是高頻PWM斬波以實現電流的開通與關斷。功率管Q2~Q5構成橋式逆變電路，其輸 入為前級Boost的升壓輸出，其輸出從兩個橋臂中點a，b端與電感L2、電容C2和高頻隔離 變壓器T1的原邊繞組PW1構成諧振迴路，作用是將直流電轉化為諧振交流電並經過高頻變 壓器隔離後傳遞至付邊； L2是功率電感，作用是與C2-起構成串聯諧振腔；C2是由一個或多個電容串並聯而成 的等效電容，其作用是和電感L2 -起構成串聯諧振腔； T1是一個高頻隔離升壓變壓器，它包括一個原邊繞組PW1和η個付邊繞組，原邊繞組 PW1與電感L2、電容C2和全橋電路構成諧振迴路，付邊繞組SWl~SWn接後級C部分的整流 單元。T1的作用是將諧振高頻交流電流傳遞到付邊輸出，從而實現能量的傳遞和電氣隔離， 同時還通過變比實現對原邊電壓的升壓； CT2可以是串聯在諧振迴路中的電流互感器、電流霍爾傳感器或者電阻，作用是採樣諧 振電流並送至控制電路用於過流保護。
[0029] C部分為倍壓整流多路串聯電路，該部分包括包括變壓器T1的η個付邊繞組，η個 由二極體和電容構成的倍壓整流單元，每個單元由兩個功率二極體和兩個電容構成的橋式 整流電路，一個由電阻Ra、Rb構成的電壓採樣單元，該部分的作用是對諧振變換後輸出到 付邊的交流電整流為直流電並實現二倍升壓，並經過逐級串聯形成梯級高壓； 為了描述的方便，將圖2中由二極體D1、D2和電容Cl、C2構成的倍壓整流單元定義為 第1整流單元，並以此順次命名第2、第3···.直至將由Dnl，Dn2和Cnl和Cn2構成的倍壓 整流單元命名為第η整流單元。
[0030] 各整流單元中的二極體是一個或多個二極體串並聯而成的等效二極體，其作用是 導通或截止電流； 各整流單元中的電容是一個或多個電容串並聯而成的等效電容，其作用是與該單元中 的二極體一起構成二倍壓整流橋，將變壓器Τ1的付邊繞組輸出的交流電壓整流為直流電 壓； 將第1整流單元的正端輸出定義為參考電壓0V，則各整流單元的輸出電壓分別為： 第1整流單元： VI， 第2整流單元：V2 - VI， 第η整流單元：Vn - Vn-1。
[0031] 由於各整流單元順次串聯，所以V1，V2……Vn電壓沿同方向梯次升高，即負壓梯次 升高。
[0032] D部分是控制電路部分，包括一個控制及保護單元、一個隔離輔助電源單元和一個 隔離驅動單元。
[0033] 控制及保護單元的作用是通過對主電路中輸出電壓採樣反饋值Vfb，諧振電流 ir和Boost開關管電流iQ進行閉環運算，產生對Boost開關管的佔空比邏輯，同時也通過 上述反饋參量對主電路進行輸入過流、輸出過流和輸出過壓的保護，控制單元內部電路主 要是信號調理電路、數位訊號處理電路、專用PWM控制晶片等； 隔離驅動單元的作用是將控制單元產生的Boost佔空比通過隔離傳遞到原邊實現對 Boost開關管Q1的驅動；其內部電路主要為光耦、驅動增強電路等； 隔離輔助電源單元的作用是從輸入端取電，產生多路隔離的輸出電壓分別提供給控制 電路和隔離驅動電路，其內部電路為常規的隔離型DCDC轉換電路，如反激變換器等。
[0034] 本發明所描述的高壓供電電路，其工作原理為： 前級Boost電路採用電壓閉環控制，將輸入電壓升壓後提供給中間級串聯諧振全橋電 路。由於Boost電路本身的特點，可以將較寬範圍的輸入直流電壓升高為穩定的直流電壓 提供給後級，且輸入電感的存在有利於減小前級電源的輸出電流紋波； 串聯諧振全橋電路採用開環定頻控制，將Boost升壓後的直流電壓變為固定頻率的高 頻交流電壓，通過高頻變壓器隔離傳遞至付邊； 付邊整流輸出的直流電壓Vn通過採樣反饋至閉環控制單元，與設定的基準電壓Vnref 進行比較產生的誤差信號經過PID調節後轉換成Boost的閉環佔空比。考慮到Boost電路 由於拓撲本身容易出現次諧波震蕩問題，所以將Boost開關管的斜坡電流引入到反饋控制 中進行次諧波震蕩消除； 中間級串聯諧振全橋採用定頻開環控制，即功率管Q2~Q5的頻率是固定的，且上下管 互補，即Q2和Q4採樣一組固定頻率固定佔空比的完全相同的驅動，Q3、Q5採用另一組相同 頻率和佔空比驅動，這兩組佔空比之間為互補關係，考慮上下管不能直通，這兩組佔空比之 間設定固定的死區時間。Q2~Q5的佔空比邏輯通過專用的IX：DC集成控制晶片很容易實現； 變壓器付邊個繞組輸出均採用二倍壓整流，並將各整流單元順次串聯，由此得到四路 電壓不同的共地電壓，作為行波管陰極、集電極和柵極的供電電壓。由於行波管的陰極電壓 最高(負電壓）且電壓精度要求最高，所以將串聯電壓的高電位點取為零電壓參考，將最低 電位點（相對零參考點為最大負壓）V4作為行波管陰極供電。由於行波管集電極和柵極供 電電壓精度要求相對較低，所以將VI，V2, V3….作為它們的供電，串聯諧振全橋多路輸出 較好的交叉調整率可以滿足要求，即使對於電壓精度要求很高的應用場合，考慮到行波管 柵極和集電極電流很小(一般不超過數十毫安)，很容易通過增加後級線性穩壓電路達到要 求； 閉環控制框圖如圖3所示，其中Gdv是Boost電路從佔空比到輸出的開環傳遞函數，K 是定頻開環諧振變換器的等效開環傳遞函數。閉環控制的實現可以採用專用的DCDC集成 控制晶片，也可以採用單片機、DSP等數位訊號處理晶片； 由於控制單元與付邊輸出共地，所以閉環產生的佔空比邏輯需要經過隔離區動電路傳 送至原邊，以實現對Boost功率開關的高頻控制。一般隔離驅動有磁隔離和光耦隔離兩種， 考慮到Boost佔空比比較大，所以可以採用光耦隔離； 隔離輔助電源系統，一般採用反激變換器等方式，從輸入端直接獲取電壓，經過隔離轉 化後產生所需的輔助電源提供給控制單元和驅動單元。採用具有輸入過欠壓保護功能的 (Brownout)專用的反激電路集成控制晶片，很容易實現輸入電壓的過欠壓保護，保證電路 的輸入端電壓正常工作區間。
[0035] 本發明所描述的MPM行波管高壓電源，如圖4所示，其工作過程為： 當輸入電壓符合工作範圍時，輔助電源系統啟動； 輔助電源正常工作後，輸出多路電壓給控制及保護單元、驅動單元供電； 控制單元上電完成初始化後首先進入軟啟動模式，Boost電路的佔空比從0開始線性 增大，Boost功率開關進入高頻PWM工作，將輸入電壓升壓後送至串聯諧振全橋；串聯諧振 全橋按照設定的頻率進行定頻開環PWM模式，將Boost升壓後的電壓你逆變為交流電壓，經 變壓器輸出後，整理電壓從0V開始逐漸上升； 當輸出電壓上升到一定程度後系統進入工作，經過閉環運算後產生實時的Boost PWM 佔空比，該佔空比經過驅動電路後控制Boost開關管，以保證輸出電壓達到設定的要求； 當輸出電壓過高時，通過Vfb的反饋，系統過壓保護啟動，封鎖Boost的佔空比，沒有能 量傳遞至付邊，直至輸出電壓恢復到正常範圍； 當輸出過流或者短路時，通過Boost開關管電流採樣iQ和諧振電流採樣iR,系統過流 保護啟動，封鎖Boost和串聯諧振全橋的佔空比，直至系統重新啟動。
[0036] 根據上述描述的行波管供電電路專利的原理，以某型號行波管放大器為例進行實 際設計與測試。該行波管供電要求如下：

【權利要求】
1. 一種模塊化高壓供電電路，其特徵在於，包括： 升壓電路，用於將輸入的低壓寬範圍直流電壓升壓為相對電壓較高的直流電壓輸出； 諧振升壓隔離電路，連接所述升壓電路，用於將升壓電路輸出的直流電壓轉化為諧振 交流電並通過變壓隔離後輸出； 倍壓整流電路，連接所述諧振升壓電路，用於將諧振升壓隔離電路諧振變化後輸出的 交流電整流為直流電並進行倍壓升壓； 控制電路，對所述升壓電路進行電壓閉環控制、對所述諧振升壓隔離電路進行定頻開 環控制。
2. 根據權利要求1所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述升壓電路包功率電 感L1、功率開關Q1、功率二極體D1、輸出電容C1，所述升壓電路為Boost升壓電路。
3. 根據權利要求2所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述升壓電路還包括對 功率開關Q1進行採樣提供閉環控制信號和輸入過流保信號的電流採樣單元CT1。
4. 根據權利要求2所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述隔離電路包括橋式 逆變電路、諧振電路、高頻升壓變壓器T1和諧振電流採樣單元CT2。
5. 根據權利要求4所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述橋式逆變電路由功 率開關單元Q2-Q5構成，其輸入端電連接所述升壓電路的輸出端，所述逆變電路的兩個橋 臂中點為輸出端，所述輸出端電連接諧振迴路，所述諧振電路路包括串聯的功率電感L2和 電容C2,所述諧振電路與所述高頻升壓變壓器T1的原邊組成諧振迴路，所述高頻升壓變壓 器的副邊繞組連接倍壓整流電路。
6. 根據權利要求4所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述隔離電路還包括諧 振電流採樣單元CT2。
7. 根據權利要求4所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述倍壓整流電路包括 與η個橋式整流電路和一個電壓採樣單元，所述橋式整流電路有兩個二極體和兩個電容組 成，所述η個橋式整流電路逐級串聯，其中η對應高頻升壓變壓器的副邊繞組個數。
8. 根據權利要求7所述的模塊化高壓供電電路，其特徵在於，所述控制電路包括控制 及保護單元、隔離輔助電源以及隔離驅動單元。
【文檔編號】H02M3/24GK104158400SQ201410345773
【公開日】2014年11月19日 申請日期:2014年7月18日 優先權日:2014年7月18日
【發明者】蔡鵬 , 王小峰, 徐宏 申請人:江蘇博緯新能源科技有限公司