交流電動機的驅動控制裝置的製作方法

2023-10-20 15:04:17 4

專利名稱：交流電動機的驅動控制裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制裝置和驅動控制方法。
背景技術：
為了從電動機輸出所給予的指令扭矩而控制向電動機施加的電壓的技術是公知的。例如在日本特許公開公報2001-28892號、2000-50689號中，公開了一種對電動機的輸出扭矩值進行反饋，計算使輸出扭矩值和指令扭矩值之間的偏差消除的電壓相位的驅動控制裝置。而且在日本特許公開公報2001-28892號中，根據由檢測器所檢測到的各相電流值、指令電壓值、角速度而獲得輸出扭矩值。在日本特許公開公報2000-50689號中，由扭矩傳感器獲得輸出扭矩值。
而且在日本特許公開公報10-14273號中，公開了一種以能夠輸出指令扭矩值的方式對逆變器的相位角度進行控制的電動機的控制裝置。該控制裝置分別根據輸出扭矩值和指令扭矩值之間的偏差值獲得扭矩補正角、利用模仿了電動機的電動機模型和指令扭矩值獲得相對於電壓矢量的磁通(量)軸向的角度(電壓矢量角度)。而且根據所獲得的扭矩補正角和電壓矢量角度等來計算逆變器的相位。
通常，在輸出扭矩的檢測過程中設置有除去噪音的低通濾波器。特別是在根據各相電流值的檢測值計算輸出扭矩值時，由於在電流的檢測值中包含有高諧波成分，所以必須由低通濾波器除去噪音。然而在使用低通濾波器時，在所獲得的輸出扭矩值上產生時間延遲，使扭矩響應性變差。因而在像日本特許公開公報2001-28892號、2000-50689號中所說明的驅動控制裝置那樣，在僅對輸出扭矩進行反饋的控制裝置內，存在電動機的扭矩響應性低的問題。
日本特許公開公報10-14273號的控制裝置兼用反饋控制和正饋控制，存在降低輸出扭矩的時間延遲的影響的可能性。但是，在日本特許公開公報10-14273號中，從扭矩指令值計算電壓矢量角度。即，說可將該電壓矢量稱作不考慮電動機的狀態量的參數。因而，在指令扭矩值階梯狀變化時，電壓矢量角度也階梯狀變化，存在電動機的輸出扭矩過調整(オ一バ一シヨ一ト)的問題。即，在現有的電動機驅動控制中，由於響應性低下和過調整的原因，存在控制誤差特別是過渡區域中的控制誤差大的問題。

發明內容
在本發明中，提供一種能夠進一步降低控制誤差的驅動控制裝置和驅動控制方法。
本發明的控制裝置是一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制裝置，其特徵在於，具有對從交流電動機輸出的實際扭矩值進行檢測的實際扭矩值檢測單元；根據模仿交流電動機而設定的電動機模型計算推定扭矩值的推定扭矩值計算單元；電壓相位計算單元，它是根據實際扭矩值、推定扭矩值和給予的指令扭矩值來計算電壓相位的電壓相位計算單元，它按照規定比率對基於在電壓相位計算過程中所算出的實際扭矩值的實際參數和基於推定扭矩值的推定參數進行加法運算，並基於由此所獲得的數值計算電壓相位。
本發明的另一控制裝置是一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制裝置，其特徵在於，具有根據模仿交流電動機而設定的電動機模型以及逆變器輸出電壓和電動機角速度計算交流電動機的推定扭矩值的推定扭矩值計算單元；根據所算出的推定扭矩值和給予的指令扭矩值計算指令電壓的電壓相位的電壓相位計算單元。
本發明的另一驅動控制方法是一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制方法，其特徵在於，具有對從交流電動機輸出的實際扭矩值進行檢測的實際扭矩值檢測步驟(工序)；根據模仿交流電動機而設定的電動機模型，計算推定扭矩值的推定扭矩值計算步驟；和電壓相位計算步驟，是根據實際扭矩值、推定扭矩值和給予的指令扭矩值而計算指令電壓的電壓相位的電壓相位計算步驟，按照規定比率對基於在電壓相位的計算過程中所算出的實際扭矩值的實際參數和基於推定扭矩值的推定參數進行加法運算，並基於由此所獲得的數值計算電壓相位。


圖1是示出本發明的實施例即驅動控制裝置的基本結構的視圖；圖2是圖1中電壓相位計算部的詳細視圖；圖3是示出電壓相位計算部的其它結構的視圖；圖4是示出電壓相位計算部的其它結構的視圖；圖5是示出驅動控制裝置的更具體結構的視圖；圖6是示出加法運算部的其它結構的視圖；圖7是示出實際扭矩值檢測部的其它結構的視圖；圖8是示出實際扭矩值檢測部的其它結構的視圖；圖9是示出驅動控制裝置的更具體結構的視圖；圖10是示出扭矩值推定結果的曲線圖；圖11是示出其它實施例的驅動控制裝置的結構的視圖；圖12A是示出將矩形電壓輸入推定扭矩值計算部中時的扭矩推定結果的曲線圖；圖12B是示出將正弦波電壓輸入推定扭矩值計算部中時的扭矩推定結果的曲線圖；圖13A是示出使用正弦波電壓進行電動機控制的結果的曲線圖；圖13B是示出使用矩形電壓進行電動機控制的結果的曲線圖。
具體實施例方式
下文參考附圖對本發明的實施例進行說明。圖1是示出本發明實施例的交流電動機(モ一タ)12的驅動控制裝置10的基本結構的視圖。而且在圖1中示出的各個部分的輸入輸出關係僅是一個代表性的示例，也可以是圖示之外的輸入輸出關係。
由於該驅動控制裝置10通過矩形電壓對進行驅動的交流電動機12進行控制，計算出與給予的指令扭矩值T*對應的電壓相位φv，向交流電動機12施加對應於該電壓相位φv的矩形電壓。
逆變器14連接到交流電動機12上。逆變器14接收來自圖中未示出的電源的電力供給，使電流流經交流電動機12的U、V、W各相的定子線圈。將電流傳感器28設置在從逆變器14向交流電動機12供給電力的線路上，以檢測出目前供給到交流電動機12的各相線圈的電流值。將矩形波發生部16連接到逆變器14上。矩形波發生部16按每一相產生矩形電壓的SW信號，由該SW信號使該逆變器14被轉換(開關，スイツチング)控制。
矩形波發生部16，根據在下述電壓相位計算部24所求得的電壓相位φv以及從與交流電動機12相鄰設置的解算器(レゾルバ)26的輸出也就是轉子角度θ，對SW信號的相位進行控制。
實際扭矩值檢測部20對從電動機實際輸出的扭矩值即實際扭矩值T進行檢測。實際扭矩值T的檢測可以採用各種方式。在優選的方式中，根據由電流傳感器28檢測的電流值，來計算實際扭矩值T。例如，由檢測電流值和指令電壓值的乘積和(積和)計算供給電力(電功率)，將其除以角速度所得的值作為實際扭矩值T。而且作為其它方法，可以根據檢測電流值，計算磁力扭矩和電感扭矩，將它們的和作為實際扭矩值T。作為其它方式，也可以在交流電動機12上設置扭矩傳感器，將扭矩傳感器的輸出值作為實際扭矩值T。
在實際扭矩值檢測部20中，在實際扭矩值T的檢測過程中，由低通濾波器除去噪音。這是由於在從交流電動機12檢測出的檢測值中包含噪音。特別是由於在電流傳感器28檢測到的電流值中包含高頻成分，在根據檢測電流值計算實際扭矩值T時，低通濾波器是不可缺少的。噪音的除去可以對檢測電流值直接進行，也可以對從檢測電流值計算出的實際扭矩值T進行。
通常在低通濾波器中存在一定的時間常數。因此，在通過了低通濾波器的實際扭矩值T中，總是存在對應於低通濾波器的時間常數的時間延遲。該時間延遲成為電動機控制的扭矩響應性低下的原因。在本實施例中，設置下述推定扭矩值計算部22和電壓相位計算部24，以實現響應性的提高。
推定扭矩值計算部22獲得交流電動機12的推定扭矩值Tm。根據模仿交流電動機12而設定的電動機模型計算該推定扭矩值Tm。電動機模型具有將供給到電動機12的電流值以指令電壓值、電感和角速度進行近似的數學模型。通過向該數學模型中輸入指令電壓值、電感和角速度，可以計算出供應到交流電動機12的電流值的推定值(下文稱為「推定電流值」)。計算該推定電流值的數學模型在優選例中是由卡爾門濾波器構成的觀測器。即，也向該觀測器中輸入檢測電流值、在逐次評價推定電流值和檢測電流值的誤差值的同時計算推定電流值。因而，將該推定電流值和推定電壓值的乘積和除以角速度，獲得交流電動機12的推定扭矩值Tm。而且作為其它方式，也可以根據推定電流值計算磁力扭矩和電感扭矩，將它們的和作為推定扭矩值Tm。
在上述任一個場合下，推定電流值和推定扭矩值的計算中所使用的指令電壓值是矩形波變換前的數值。即，由和實際輸入到交流電動機12中的電壓值不同的數值計算推定電流值和推定扭矩值。而且推定電流值和推定扭矩值計算中所使用的電感可以是恆定值，也可以是可變值。特別是在發生磁通飽和的電動機中，為了使由磁通飽和引起的電感變化反映在推定值中，最好使用對應於電動機常數變化而變動的電感。而且，指令電壓值和角速度可以使用瞬時值，也可以使用基波成分。
下文將使用圖2對電壓相位計算部24進行說明。圖2是電壓相位計算部24的詳細視圖。電壓相位計算部24計算交流電動機12能夠輸出指令扭矩值T*的電壓相位φv。
具體地說，計算作為消除實際扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT的電壓相位的第一電壓相位φfb。計算作為消除推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm的電壓相位的第二電壓相位φff。然後將第一電壓相位φfb和第二電壓相位φff按照規定比例進行加權計算後的數值作為電壓相位φv。
此時，可將第一電壓相位φfb稱作由反饋控制獲得的電壓相位。因此，僅在第一電壓相位φfb中產生與低通濾波器的時間常數對應的時間延遲。於是和根據沒有時間延遲的推定扭矩值計算出的第二電壓相位φff進行加權計算，實現扭矩響應性的提高。而且第二電壓相位φff是根據推定扭矩值計算出的，可以說是考慮了電動機的狀態量的電壓相位。因而，即使指令扭矩值T*階梯狀變化，第二電壓相位φff也對應於電動機的狀態量連續變化。因而，對第二電壓相位φff和第一電壓相位φfb加權計算後的電壓相位φv也連續變化，從而可以防止過調整。即，通過對第一電壓相位φfb和第二電壓相位φff進行加權計算，可以防止扭矩過調整，同時提高響應性，進而能夠降低控制誤差。
此時，第一電壓相位φfb和第二電壓相位φff的計算方法可以使用現有技術中大多數方案中的各種控制技術。例如可以使用P控制或PI控制、PID控制等方法。
而且，加權計算的比例可以是固定值，但是最好是對應於諸如指令扭矩值的變化速度和大小等運行狀態而變動的可變值。例如，優選地，指令扭矩值的變化速度越大，第二電壓相位φff的比例越大。
而且也可以在2種電壓相位φff、φfb被計算出前進行加權計算。即，如圖3所示，也可以對實際扭矩值T和推定扭矩值Tm進行加權計算，根據上述加權計算後的扭矩值Tp和指令扭矩值T*的偏差ΔTp計算電壓相位φv。而且如圖4所示，也可以對實際扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT、以及推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm進行加權計算，根據加權計算後的偏差ΔTp，來計算電壓相位φv。
也可以在計算出電壓相位φv後，設置相位限制器(限幅器)。相位限制器將電壓相位φv的數值限制在規定範圍例如90°～-90°。因而當計算出的電壓相位φv超過90°時，將其限幅至90°。
下文使用圖5對驅動控制裝置的更為具體的一例進行說明。圖5是示出驅動控制裝置的一個示例的視圖。在該驅動控制裝置10中，根據3相供給電流值(檢測值)Iu、Iv、Iw、3相指令電壓值Vuref、Vvref、Vwref、角速度ω計算出實際扭矩值T。因而將來自電流傳感器28的3相電流值Iu、Iv、Iw、來自角速度計算部18的角速度ω輸入到實際扭矩值檢測部20中。而且在實際扭矩值檢測部20中設置3相指令電壓值計算部30，根據電池電壓Vbatt、電壓相位φv(q軸上為0°)計算出3相指令電壓值Vuref、Vvref、Vwref。該3相指令電壓值Vuref、Vvref、Vwref可以由下式(1)計算出。
Vuref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv)Vvref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv-2π/3) ……(1)Vwref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv+2π/3)將所計算出的3相指令電壓值Vuref、Vvref、Vwref輸入到實際扭矩值計算部32內。實際扭矩值計算部32通過將3相指令電壓值Vuref、Vvref、Vwref和3相供給電流值Iu、Iv、Iw的乘積和(電功率值)除以角速度ω，而計算出實際扭矩值。即，實際扭矩值T由下式(2)計算。
T＝(Vuref·Iu+Vvref·Iv+Vwref·Iw)/ω……(2)所計算出的實際扭矩值T由低通濾波器34除去噪音後，輸入到電壓相位計算部24。
根據電動機模型計算推定扭矩值Tm。具體地說，根據下式(3)示出的數學模型，計算dq軸推定電流值Idsim、Iqsim，然後將該dq軸推定電流值代入式(4)中計算推定扭矩值Tm。
ddtIdsim=1LdVdref-RIdsim+LqIqsim]]>ddtIqsim=1LdVqref-RIqsim+LqIdsim+---(3)]]>Tm＝(Vdref·Id+Vqref·Iq)/ω ……(4)此時Vd、Vq是dq軸的指令電壓值，Ld、Lq是dq軸的電感，R是線圈電阻，φ是激勵常數。在本實施例中，dq軸電感Ld、Lq使用對應於電動機常數變化的可變值。即，預先進行電動機的磁場解析，使用從該磁場解析結果所獲得的dq軸電流值和由電感圖所獲得的數值。由此，即使因磁通量飽和等原因產生電感變化，也能降低推定電流值的誤差。而且dq軸指令電壓值Vdref、Vqref在dq軸指令電壓值計算部36中使用由式(5)計算出的數值。
Vdref＝-(6/π)·V att·sin(φv)Vqref＝-(6/π)·Vbatt·cos(φv) ……(5)所計算出的推定扭矩值Tm與實際扭矩值T、指令扭矩值T*一起輸入到電壓相位計算部24中。指令扭矩值T*是由圖中未示出的電子控制裝置生成的扭矩目標值。
在電壓相位計算部24中，計算實際扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT，計算消除該偏差ΔT的第一電壓相位φfb。而且同樣根據推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm，計算消除該偏差ΔTm的第二電壓相位φff。第一電壓相位φfb和第二電壓相位φff的任一個都在PI(比例積分)控制下由下式(6)和(7)計算。
fb=Kpfb(T*-T)+Kifbs(T*-T)---(6)]]>ff=Kpff(T*-Tm)+Kiffs(T*-Tm)---(7)]]>此時Kpfb、Kpff是比例增益，Kifb、Kiff是積分增益。所獲得的第一電壓相位φfb、第二電壓相位φff在加權計算部40中以規定比率進行加權計算。加權計算後的數值成為指令電壓的電壓相位φv，即，電壓相位φv由下式(8)計算。
φv＝α·φff+βφfbα+β＝1……(8)此時α、β是加權係數。以指令扭矩值T*的變化速度dT越大，則第二電壓相位φff的比率(α)越大的方式使α和β的比率變化。換句話說，在變化速度dT增大而求取高響應性的區域內，則減小第一電壓相位φfb的比率。另一方面，在變化速度dT減小而不求取高響應性的區域內，則增大第一電壓相位φfb的比率。因而，通過這樣對應於變化速度dT而使加權計算比率變化，能夠進一步降低控制誤差。特別是與現有技術相比，能夠降低過渡區域的控制誤差。
下式(9)示出了這種加權計算的比率α、β的計算方法的一個示例。在該計算方法中，與指令扭矩值T*的變化速度dT的大小成比例地增大α(第二電壓相位φff的比率)。而且對指令扭矩值T*的變化速度dT設置上限閾值dTmax和下限閾值dTmin，一旦變化速度dT超過上限閾值dTmax則使β(第一電壓相位φfb的比率)為0，一旦變化速度dT小於下限閾值dTmin則使α(第二電壓相位φff的比率)為0。
if dT＞dTmaxα＝1，β＝0if dT＜dTmixα＝0，β＝1elseα＝1/(dTmax-dTmin)·(dT-dTmin)β＝1-α……(9)而且，圖6示出了其它加權計算方法的一個示例。圖6是示出加權計算部40的結構的視圖。在該計算方法中也設置成指令扭矩值T*的變化速度dT越大，換句話說，指令扭矩值T*的頻率越高，則第二電壓相位φff的比率則越大。具體地說，將低通濾波器54適用於第一電壓相位φfb。將高通濾波器52適用於第二電壓相位φff，對它們的輸出值進行相加。在指令扭矩值T*的頻率高(變化速度dT大)的場合下，當然2個電壓相位φff、φfb的頻率也變大。此時，相對於第二電壓相位φff通過高通濾波器52，第一電壓相位φfb幾乎由低通濾波器54削減殆盡。因而，根據圖6的構成，當指令扭矩值T*的頻率高時，第二電壓相位φff的比率則變大。相反當指令扭矩值T*的頻率低時，則可以增大第一電壓相位φfb的比率。由這種加權計算方法，與使用式(9)相同，也能夠降低控制誤差。
加權計算後的電壓相位φv由相位限制器42限幅在規定範圍內後，輸入矩形波發生部16。在矩形波發生部16，根據上述電壓相位φv和轉子角度θ，生成逆變器14的SW信號。從而將如下式(10)那樣的來自逆變器14的輸出電壓施加在電動機12上，使交流電動機12轉動驅動。
0≤θ-φv＜π/3 Vu＝0，Vv＝Vbatt，Vw＝0π/3≤θ-φv＜2π/3 Vu＝0，Vv＝Vbatt，Vw＝Vbatt2π/3≤θ-φv＜π Vu＝0，Vv＝0，Vw＝Vbattπ≤θ-φv＜4π/3 Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝Vbatt4π/3≤θ-φv＜5π/3Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝05π/3≤θ-φv＜2π Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝0 ……(10)如上所述，根據本實施例，通過對從實際扭矩值求取的第一電壓相位φfb和從推定扭矩值求取的第二電壓相位φff進行加權計算，可以獲得進一步減少控制誤差的電壓相位φv。特別是可提高過渡區域的扭矩響應性。而且防止過調整。也可以替代式(4)而使用下式(11)進行推定扭矩值T的計算。
Tm＝p·φ·Iqsim+p(Ld-Lq)Idsim·Iqsim……(11)此時p是極數，φ是激勵常數。而且右邊第1項p·φ·Iqsim表示磁力扭矩，p(Ld-Lq)Idsim·Iqsim表示電感產生的扭矩。
而且在本實施例中，在計算實際扭矩值T時作為電流值使用3相電流值，並且使用3相指令電壓值。當然也可以使用dq軸電流值、dq軸指令電壓值。此時如圖7所示，在實際扭矩值檢測部20中設置3相/dq軸變換部48、dq軸指令電壓值計算部50，將變換為dq軸的電流值、電壓值輸入實際扭矩值計算部32。而且，低通濾波器也可以如圖8所示適用於所檢測出的電流值。
下文使用圖9說明其它實施例。圖9是示出其它實施例的結構的視圖。在該實施例中，除推定扭矩值計算部22之外的結構與上述實施例相同，因而省略對其說明。
在本實施例中，推定電流值Idsim、Iqsim由卡爾門濾波器構成的觀測器計算出來。卡爾門濾波(器)就是公知的對測量值和推定值之間的誤差值進行逐次(按順序)評價而改善推定精度的算法。因而由根據該卡爾門濾波的觀測器推定電流值Id、Iq時，將由電流傳感器28檢測出的電流值Iu、Iv、Iw輸入到電動機模型38內。但是由於檢測出的電流值Iu、Iv、Iw是3相電流值，在推定扭矩值計算部22中設置3相/dq軸變換部44，將3相電流值變換為dq軸電流值後的數值輸入到電動機模型中。由觀測器推定的推定電流值Idsim、Iqsim可以由下式(12)表示。
ddtIdsim=1Ld(Vd-RIdsim+LqIqsim)+K11(Id-Idsim)+K12(Iq-Iqsim)]]>ddtIqsim=1Ld(Vq-RIqsim+LdIdsim+)+K21(Iq-Iqsim)+K22(Id-Idsim)---(12)]]>此時K11、K12、K21、K22是卡爾門增益。在式(11)中，由於在右邊第3項、第4項存在對推定值Idsim、Iqsim和檢測值Id、Iq的誤差進行評價的項，從而逐次修正推定誤差。因而，能夠更迅速地推定出推定電流值，進而推定出推定扭矩值。而且輸入到觀測器的檢測電流值Id、Iq既可以是在除去噪音之前的數值，也可以是除去噪音後的數值，而除去噪音後的數值能夠縮短推定收斂時間。
下文使用圖10說明該觀測器的使用和噪音除去效果。圖10從上向下按順序示出實際扭矩值(除去噪音前)、由標準電動機模型(式(3)和式(4))計算出的推定扭矩值、由利用觀測器的電動機模型(式(12)和式(4))計算出的推定扭矩值(利用除去噪音前的檢測電流值)、由利用觀測器的電動機模型(式(12)和式(4))計算出的推定扭矩值(利用除去噪音後的檢測電流值)。
如圖10所示，在標準電動機模型(第2圖形)中，至推定值收斂為止需要大約130毫秒。與此相對，在利用觀測器的電動機模型(第3、第4圖形)中，推定值大約用10毫秒就收斂。即，通過利用觀測器，與標準電動機模型相比，能夠大幅度縮短推定收斂時間。因而，通過使用該推定扭矩值計算電壓相位φv，可以更迅速地實現控制誤差少的控制。
而且在將除去噪音前的檢測值輸入觀測器時(第3圖形)，由於包含在檢測電流值中的高諧波成分的影響，在推定扭矩值中殘留有微小振動。另一方面，在將除去高諧波成分後的檢測值輸入觀測器時(第4圖形)，能夠獲得不存在振動的最佳的推定扭矩值。因而，通過使用這種不存在振動的推定扭矩值計算電壓相位φv，能夠進一步降低控制誤差。而且，在將除去噪音前的檢測值輸入觀測器時，如果從計算出的推定電流值中除去高諧波成分，也可以獲得與第4圖形所示的推定結果相同的振動少的推定扭矩值。
如上所述可知，通過將觀測器設置在電動機模型38中，可以更迅速地實現控制誤差少的控制。而且，通過使用除去噪音後的數值作為推定誤差評價用的檢測值，能夠進一步減少控制誤差。
下文使用圖11對其它實施例進行說明。在圖11中，與上述實施例相同的元件採用相同的符號說明。該驅動控制裝置10不檢測實際扭矩值T，根據推定扭矩值Tm和給予的指令扭矩值T*，計算施加在交流電動機12上的電壓相位φv。
在推定扭矩值計算部22計算推定扭矩值Tm。推定扭矩值計算部22採用與圖5所示驅動控制裝置的推定扭矩值計算部基本相同的結構，包括dq軸指令電壓值計算部36和電動機模型38。
將電池電壓Vbatt和電壓相位φv(q軸上為0°)輸入到dq軸指令電壓值計算部36中。因而，將這2個參數代入式(5)，計算出dq軸指令電壓值Vdref、Vqref。所計算出的電壓指令值被輸入到電動機模型38中。而且，電池電壓Vbatt是矩形波變換之前的電壓，是正弦波電壓。
電動機模型38是以角速度ω、電壓指令值、電流值對電動機12的輸出扭矩進行近似後的數學模型，具體地說，是由式(4)示出的數學模型。計算推定扭矩值Tm所必需的角速度ω由角速度計算部18計算出並被輸入(電動機模型38)。而且，電壓指令值是將由dq軸指令電壓值計算部36計算出的dq軸指令電壓值Vdref、Vqref代入。電流值是將由式(3)計算出的dq軸推定電流值Idsim、Iqsim代入。
對在推定扭矩值計算部22計算出的推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*進行差分(求取差值)，將獲得的差分值ΔT輸入到PI控制系統中，計算電壓相位φv。根據式(7)計算出該電壓相位φv。將所計算出的電壓相位φv輸入到相位限制器42內，並在根據需要限幅後輸入到矩形波發生部16內。在矩形波發生部16中，根據所獲得的電壓相位φv和轉子角度θ，產生逆變器14的SW信號。根據該SW信號，逆變器14進行轉換而生成矩形電壓，施加到交流電動機12上。
如上所述，通過根據電動機模型38計算推定扭矩值Tm，根據該推定扭矩值Tm計算電壓相位φv，可以獲得響應性高的電動機控制。特別是，當指令扭矩值T*變動大時，根據本實施例的驅動控制裝置10，可以迅速地追蹤其變動，從而能夠降低控制誤差。
而且在本實施例中，根據正弦波電壓的電池電壓Vbatt，計算dq軸指令電壓值Vdref、Vqref。換句話說，可以說dq軸推定電流值Idsim、Iqsim和推定扭矩值Tm是根據正弦波電壓而計算出dq軸指令電壓值Vdref、Vqref。由此，使用正弦波電壓可獲得脈動少的良好的推定扭矩值Tm。使用圖12A、12B對此進行說明。圖12A是示出將矩形電壓輸入推定扭矩值計算部時的扭矩推定結果的曲線圖。圖12B是示出將正弦波電壓輸入推定扭矩值計算部時的扭矩推定結果的曲線圖。
如圖12A所示可知，在使用矩形電壓時，對應於各相電壓的上升和下降，推定扭矩值Tm急劇變化，產生所謂的脈動。存在這種脈動的推定扭矩值Tm不能直接使用於電動機控制，如果不是在進行脈動消除等處理後就不能計算電壓相位φv。因此，需要用於除去高諧波成分的噪音去除用濾波器(例如低通濾波器)。但是在使用濾波器時，在所獲得的輸出扭矩值中產生時間延遲，使扭矩響應性低下。
另一方面如圖12B所示，在根據逆變器輸出電壓(正弦電壓)計算推定扭矩值Tm時，計算出沒有脈動的穩定的推定扭矩值Tm。因而此時，可以將所計算出的推定扭矩值Tm直接用於電動機控制，即，可以用於電壓相位φv的計算。因而，能夠無需使用去除噪音的濾波器，實現響應性高的電動機控制。
圖13A是示出使用正弦波電壓進行電動機控制的結果的曲線圖。圖13B是示出使用矩形電壓進行電動機控制的結果的曲線圖。在各個曲線圖中，上一圖形示出將低通濾波器適用於所計算出的推定扭矩值中並去除了高諧波成分時的結果，下一圖形示出沒有去除噪音地將被計算出的推定扭矩值直接適用於控制時的結果。在曲線圖中，實線表示實際扭矩值，虛線示出指令扭矩值。
如圖13A所示可知，在使用正弦波電壓進行電動機控制時，實際扭矩值能夠迅速地追蹤指令扭矩。而且，即使不使用低通濾波器，也可以實現高精度的電動機控制。
另一方面在使用矩形電壓時，如果不使用低通濾波器，實際扭矩值受高諧波成分的影響而出現大的變動(圖13B的上一圖形)。另一方面，如果使用低通濾波器，可以減少實際扭矩值中的高諧波成分(圖13B的下一圖形)。但是此時，由於低通濾波器的影響，扭矩響應性大幅度下降。即，在使用矩形電壓時，難以進行高精度的電動機控制。
由如上所述可知，根據使用正弦波電壓計算推定扭矩值Tm的本實施例，可以進行響應性更好的高精度的電動機控制。而且在本實施例中，雖然根據單純的電動機模型計算推定扭矩值Tm，但是在上述電動機模型中也可以設置由卡爾門濾波器等構成的觀測器。此時將成為推定值的評價基準的實際測量值也輸入電動機模型中。例如在使推定電流值的精度提高的場合下，將實際電流值輸入電動機模型中，由觀測器對該實際電流值和推定電流值的誤差進行逐次評價。通過設置觀測器，能夠進行更高精度的電動機控制。
權利要求
1.一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制裝置，其特徵在於，具有根據模仿交流電動機而設定的電動機模型以及逆變器輸出電壓和電動機角速度計算交流電動機的推定扭矩值的推定扭矩值計算單元；和根據所算出的推定扭矩值和給予的指令扭矩值計算指令電壓的電壓相位的電壓相位計算單元。
2.如權利要求1所述的驅動控制裝置，其特徵在於，所述推定扭矩值計算單元，通過根據逆變器輸出電壓、電壓相位和轉子角度計算指令電壓值，將算出的指令電壓值適用於電動機模型，從而算出推定扭矩值。
3.如權利要求1所述的驅動控制裝置，其特徵在於，電動機模型還包含對實測值和推定值的誤差值進行逐次評價的觀測器。
全文摘要
本發明的一種通過施加矩形電壓對進行轉動驅動的交流電動機進行控制的驅動控制裝置，它包括對從交流電動機輸出的實際扭矩值T進行檢測的實際扭矩值檢測部；根據模仿交流電動機而設定的電動機模型計算推定扭矩值Tm的推定扭矩值計算部；和電壓相位計算部。電壓相位計算部根據實際扭矩值T和指令扭矩值T
文檔編號H02P23/14GK101056087SQ20071010483
公開日2007年10月17日 申請日期2005年7月6日 優先權日2004年7月12日
發明者稻熊幸雄, 中井英雄, 大谷裕樹, 岡村賢樹 申請人:豐田自動車株式會社