V2g雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法
2024-03-11 05:09:15
專利名稱：V2g雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法
技術領域：
本發明屬於智能電網技術領域，特別涉及V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法。
背景技術：
隨著電網智能水平以及電動汽車保有量的大幅提高，未來大量的電動汽車車載電池可能成為智能電網中的分布式儲能單元，統計表明，一臺電動汽車95%的時間處於停駛狀態，車主可以在電網非高峰負荷時段由電網為電動汽車車載電池充電，而在電網高峰負荷時段由電動汽車車載電池向電網提供電能，以獲得差價。在車主和系統調度員之間，這種通過實時電價和智能電錶來實現智能充放電管理的技術就是V2G(Vehicle to Grid)技術。V2G技術的應用能夠有效地調節電網的峰谷差，降低傳統調峰備用發電容量，提高電網利用效率；我國2011年風電總裝機容量達到0. 418億kW，汽車保有量已突破1億輛；若所有汽車按電動汽車充電機主電路的功率換算，電動汽車充電機總容量是我國風電總裝機容量的近10倍，假如其中的1/5，即0. 2億輛汽車為電動汽車，它們的車載電池將足以存儲我國所有風電廠發出的電能，巨大的電動汽車儲能效能相當於增加了系統的有效備用容量，將有效地平抑可再生能源發電輸出功率的波動，促進電網接納波動的可再生能源發電功率，為增強電網的調節能力提供新的途徑；而且成百上千的電動汽車還可以組成微電網運行，在緊急狀況下還可以作為應急電源，為微電網的安全運行提供有效的支撐。傳統充電機採用可控矽橋式整流電路構成充電主迴路實現蓄電池充電功能，但不足之處是功率變換採用工頻相控方式，導致交流電流波形畸變嚴重，諧波分量大；功率因數低，且不可控；而且，採用工頻變壓器變換電壓和電氣隔離，損耗大，造成整機能量變換效率低，還大量消耗有色金屬，成本高。與傳統的可控矽整流相控技術相比，PWM高頻逆變技術是一種全新的電力電子變流技術。理論分析和實踐經驗表明，電磁器件(變壓器、電感和電容等)的體積和質量均與供電頻率的平方根成反比，當工作頻率從工頻50Hz提高到20kHz (即工作頻率提高400倍)，電磁器件的體積、質量將下降至工頻設計值的5-10%。因此，高頻化使電源類設備具有效率高、噪音低、體積小、動態性能好、成本低等優勢，是必然的發展方向。根據工作原理的不同，DC/DC功率變換可以劃分為正激、反激、推挽和橋式等拓撲結構形式。對稱反激式變換器因其結構最簡單，低成本，以及良好的瞬態響應等優點，非常適合於小功率應用場合；推挽式變換器結構簡單，但開關管需承受兩倍的輸入電壓，另外還要加上由於高頻變壓器漏感引起的脈衝電壓峰值，故只適合於變換器工作電壓比較低的場合；橋式DC/DC變換器可以實現所需的大變比，且能滿足不同功率等級的應用需求，因而適合中、大功率場合的應用。目前，PWM高頻全橋逆變技術已經成為電動汽車充電機的主流技術，其主電路主要由四部分組成1)防雷及輸入濾波器電路其作用主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源幹擾，同時也防止電源本身產生的高頻雜波對電網幹擾；幻一次整流與濾波電路將交流電壓源變換為直流脈動電壓源，濾波後變為較平滑的一次直流電壓源，供下一級變換；幻逆變電路將整流濾波後的直流電變為高頻交流電，這是高頻開關電源的核心部分，頻率越高，逆變變壓器的體積、重量與輸出功率之比越小；4) 二次整流與濾波電路將高頻交流電再次整流和濾波，通過電壓(或電流)閉環控制，輸出穩定可靠的直流電壓(或電流)；通過電池管理系統的通信管理，達到對車載電池不同工況下的充電模式要求。但是，進一步分析電動汽車充電機的電路拓撲，可以看出，普通的電動汽車充電機尚不具備將電能回饋電網的能力。
發明內容
本發明針對上述缺陷公開了 V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法。本發明主電路採用單相或三相電壓型PWM變流器(VSC)為第一級功率變換電路，實現交流電網與第1直流母線之間的能量變換，簡稱為「交流-直流(AC/DC)變換器」；採用對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流(DC/DC)變換器作為第二級功率變換電路，實現直流母線與動力電池組之間的能量變換，簡稱為「雙向DC/DC變換器」。V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統包括單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統和三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統；單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下單相交流電源、單相電壓型PWM變流器、第1直流母線、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線級聯；單相交流電源火線經線性電感接入一相橋臂的上下臂連接處，零線直接接另一相橋臂的上下臂連接處，Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極和第1直流母線的負極之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線和第2直流母線的負極母線之間；三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下三相交流電源A相、三相交流電源B相和三相交流電源C相均連接至三相電壓型PWM變流器對應相橋臂的中點，三相電壓型PWM變流器、第1直流母線、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線級聯；三相交流電源A相(Ua)火線經La線性電感接入第一橋臂的上下臂連接處，三相交流電源B相( )火線經Lb線性電感接入第二橋臂的上下臂連接處，三相交流電源C相(Uc)火線經Lc線性電感接入第三橋臂的上下臂連接處；Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極和第1直流母線的負極之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線和第2直流母線的負極母線之間。所述單相電壓型PWM變流器的結構如下採用具有反並聯二極體的功率開關管構成上臂和下臂，上、下臂串聯構成一個橋臂；兩個橋臂並聯組成單相全橋，直流側並聯Cll直流濾波電容；所述三相電壓型PWM變流器的結構如下採用具有反並聯二極體的功率開關管構成上臂和下臂，上、下臂串聯構成一個橋臂；三個橋臂並聯組成三相橋式電路，直流側並聯C12直流濾波電容。
所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器的功率變送分為正向功率變送和逆向功率變送；對稱半橋LLC諧振式雙向DC/DC變換器由開關網絡、諧振網絡與整流器-負載網絡級聯構成，以T高頻變壓器為中心，其左側電路與右側電路結構對稱。所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器通過T高頻變壓器實現交流供電系統與動力電池組的電氣隔離。所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，開關網絡的連接關係如下反並聯VD5快恢復二極體的V5開關管與反並聯VD6快恢復二極體的V6開關管串聯，然後與Cll直流濾波電容並聯；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，諧振網絡的連接關係如下VD13 二極體串聯VD14 二極體，VD9 二極體串聯VDlO 二極體，Cl分體諧振電容串聯C2分體諧振電容，上述三者並聯連接在第1直流母線的正極(Si+)和第1直流母線的負極(S1-)之間，Ll諧振電感的一端接VD9 二極體、VDlO 二極體、Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容的公共節點，其另一端接VD13 二極體、VD14 二極體和T高頻變壓器原邊繞組一端的公共節點；T高頻變壓器原邊繞組另一端連接V5開關管和V6開關管的公共節點；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，整流器-負載網絡的連接關係如下VD7 二極體、VD8 二極體，VD15 二極體和VD16 二極體組成單相全橋整流器迴路，然後與C12直流濾波電容並聯。所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD13 二極體和VD14 二極體串聯為Ll諧振電感提供過電壓保護；VD15 二極體和VD16 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路L2諧振電感；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VD15 二極體和VD16 二極體串聯為L2諧振電感提供過電壓保護；VD13 二極體和VD14 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路Ll諧振電感。所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD9 二極體和VDlO 二極體串聯為Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容提供過電壓保護；VDll 二極體和VD12 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VDll 二極體和VD12 二極體串聯為C3分體諧振電容和C4分體諧振電容提供過電壓保護；VD9 二極體和VDlO 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振。所述Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電容的一半；所述C3分體諧振電容與C4分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，C3分體諧振電容與C4分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電容的一半。V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法和三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法；單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從單相交流電源火線取電壓信號，電壓信號經鎖相環同步跟蹤，得到實際電壓信號的相角信號θ，將相角信號θ送至空間矢量相位計算模塊進行計算，得到sin θ的數值和cos θ的數值，將sin θ的數值和cos θ的數值分別送至α β /dq變換器和dq/ α β變換器；2)從單相交流電源火線取電流信號經ia_ie信號生成電路和a β/dq變換器得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量i,，q軸電流給定信號C和、經第一加法器運算後形成誤差信號，該誤差信號經第一 PI調節器得到q軸電壓給定信號U*q，將U*q輸入到dq/a β變換器中；3)第一直流電壓電流採集模塊採集第1直流母線電壓udc;1，第一直流電壓電流採集模塊起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值Ul1通過第三加法器形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器中，經電壓調節器比例、積分運算後得到d軸電流給定信號:C，id和C通過第二加法器運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號<，dq/α β變換器將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號U*d和q軸電壓給定信號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號；4) α β /abc變換器進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc
三相靜止坐標系下U:信號、U;信號和<信號，再經PWM信號生成模塊得到四路PWM調製信號；5)第一直流電壓電流採集模塊得到第1直流母線的負極母線上的工作電流信號Idcl, Idcl和第1直流母線的負極母線上的電流給定值Ilel通過第四加法器運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線上的電流給定值C2，第2直流母線的負極母線上電流Id。2和I^2經第五加法器運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器進行比例、積分調節後，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線和負極母線之間，用於檢測第2直流母線的正極母線和負極母線之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Ud。2和第2直流母線電壓給定信號U*de2通過第七加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值！^通過第八加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器的恆流模式端子，模式變換器進行模式選擇，經第五PI調節器進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值C1，和第1直流母線上的工作電流Idel通過第六加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入到功率變換方向控制器的正向變換端；7)功率變換方向控制器確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號；所述三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從三相交流電源A相(Ua)火線、三相交流電源B相(W3)火線和三相交流電源C相(Uc)火線取三相電壓信號和三相電流信號，經3/2變換器實現三相靜止坐標繫到兩相靜止坐標系的變換，得到Ua信號、U0信號、ia信號和ie信號，ua信號和U0信號經相角計算模塊計算後得到θ的正弦函數值sine、餘弦函數值cos θ，將sin θ和cos θ送至dq/α β變換器中；2)ia信號和ie信號經α β /dq變換器得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量、q軸電流給定信號和、經第一加法器運算後形成誤差信號，該誤
差信號經第一 PI調節器得到q軸電壓給定信號<，將<輸入到dq/ α β變換器中；3)第一直流電壓電流採集模塊採集第1直流母線電壓udc;1，第一直流電壓電流採集模塊起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值u*del通過第三加法器形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器中，經電壓調節器比例、積分運算後得到d軸電流給定信號C，id和C通過第二加法器運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號<，dq/α β變換器將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號U*d和q軸電壓給定信號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號；4) α β /abc變換器進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc
三相靜止坐標系下U:信號、『信號和<信號，再經PWM信號生成模塊得到六路PWM調製信號；5)第一直流電壓電流採集模塊得到第1直流母線的負極母線上的工作電流信號Idcl, Idcl和第1直流母線的負極母線上的電流給定值Ilel通過第四加法器運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線上的電流給定值C2，第2直流母線的負極母線上電流Id。2和I^2經第五加法器運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器進行比例、積分調節後，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線和負極母線之間，用於檢測第2直流母線的正極母線和負極母線之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Ud。2和第2直流母線電壓給定信號U*de2通過第七加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值！^通過第八加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器的恆流模式端子，模式變換器進行模式選擇，經第五PI調節器進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值C1，和第1直流母線上的工作電流Idel通過第六加法器求得誤差信號，將該誤差信號輸入到功率變換方向控制器的正向變換端；7)功率變換方向控制器確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號。本發明的有益效果是一級功率變換電路在維持直流母線電壓恆定，自動實現交流電網與直流母線之間能量雙向調節的基礎上，還實現了單位功率因數(UPF)和正弦波交流電流、低諧波(變換器電網側電流接近正弦波，諧波含量小)；二級功率變換電路採用對稱半橋LLC諧振式雙向直流變換器提高了變換效率、動態性能以及功率密度，縮減了電動汽車充放電裝置的體積和重量，並通過高頻逆變變壓器將交流系統與動力電池組的電氣聯繫完全隔離開來，有效提高系統的安全性、可靠性以及經濟性。
圖1為V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統框圖；圖2為單相充放電主電路拓撲；圖3為三相充放電主電路拓撲；圖4為單相充放電主電路拓撲控制方法框圖；圖5為三相充放電主電路拓撲控制方法框圖；圖6為對稱半橋LLC諧振式雙向直流變換器正向傳送時基本電路。
具體實施例方式下面結合附圖對本發明進一步詳細說明。如圖1所示，本發明公開了 V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法。主電路採用單相或三相電壓型PWM變流器(VSC)為一級功率變換電路，實現交流電網與第1直流母線(由第1直流母線的正極母線Sl+和第1直流母線的負極母線Sl-組成)之間的能量變換，簡稱為「AC/DC變換器」;採用對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器作為二級功率變換電路，實現直流母線與EV動力電池組之間的能量變換，簡稱為「DC/DC變換器」;AC/DC變換器和DC/DC變換器通過第1直流母線並聯連接。V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統實現交流側電壓、電流的採集，AC/DC變換器的SVPWM雙閉環控制，DC/DC變換器的雙向閉環控制和雙向變換控制，以及EV動力電池組的電壓、電流等蓄電池充放電信息採集。如圖2所示，單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下單相交流電源U、單相電壓型PWM變流器、第1直流母線(由第1直流母線的正極母線Sl+和第1直流母線的負極母線Sl-組成)、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線(由第2直流母線的正極母線S2+和第2直流母線的負極母線S2-組成)級聯；單相交流電源U火線經線性電感L接入一相橋臂的上下臂連接處，零線直接接另一相橋臂的上下臂連接處，Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極Sl+和第1直流母線的負極Sl-之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線S2+和第2直流母線的負極母線S2-之間；單相電壓型PWM變流器的結構如下V1功率開關管和VDl反並聯二極體構成第一上臂，V2功率開關管和VD2反並聯二極體構成第一下臂，V3功率開關管和VD3反並聯二極體構成第二上臂，V4功率開關管和VD4反並聯二極體構成第二下臂；第一上臂和第一下臂串聯構成第一橋臂，第二上臂和第二下臂串聯構成第二橋臂，兩個橋臂並聯組成單相全橋；直流側並聯Cll直流濾波電容，單相交流電源U火線經線性電感L接入第一橋臂的上下臂連接處，零線直接接第二橋臂的上下臂連接處。如圖3所示，三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下三相交流電源A相fe、三相交流電源B相Ub和三相交流電源C相Uc均連接至三相電壓型PWM變流器對應相橋臂的中點，三相電壓型PWM變流器、第1直流母線(由第1直流母線的正極母線Sl+和第1直流母線的負極母線Sl-組成)、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線(由第2直流母線的正極母線S2+和第2直流母線的負極母線S2-組成)級聯；三相交流電源A相Ua火線經La線性電感接入第一橋臂的上下臂連接處，三相交流電源B相Ub火線經Lb線性電感接入第二橋臂的上下臂連接處，三相交流電源C相Uc火線經Lc線性電感接入第三橋臂的上下臂連接處；Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極Sl+和第1直流母線的負極Sl-之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線S2+和第2直流母線的負極母線S2-之間。三相電壓型PWM變流器的結構如下V17率開關管和VD17反並聯二極體構成第一上臂，V18率開關管和VD18反並聯二極體構成第一下臂，V19功率開關管和VD19反並聯二極體構成第二上臂，V20功率開關管和VD20反並聯二極體構成第二下臂，V21功率開關管和VD21反並聯二極體構成第三上臂，V22功率開關管和VD22反並聯二極體構成第三下臂，第一上臂和第一下臂串聯構成第一橋臂，第二上臂和第二下臂串聯構成第二橋臂，第三上臂和第三下臂串聯構成第三橋臂，三個橋臂並聯組成三相橋式電路；直流側並聯Cll直流濾波電容，第一三相交流電源Ua火線經La線性電感接入第一橋臂的上下臂連接處，第二三相交流電源Ub火線經Lb線性電感接入第二橋臂的上下臂連接處，第三三相交流電源Uc火線經Lc線性電感接入第三橋臂的上下臂連接處，中性點為N。對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器的功率變送分為正向功率變送和逆向功率變送，設變換器的正向功率變送是功率從埠 1-1'向埠 2-2'方向的變送，變換器的逆向功率變送是功率從埠 2-2'向埠 1-Γ方向的變送。對稱半橋LLC諧振式雙向DC/DC變換器由開關網絡、諧振網絡與整流器-負載網絡串聯構成，以T高頻變壓器為中心，其左側電路與右側電路結構對稱，T高頻變壓器的變比為1 1。對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器通過T高頻變壓器實現交流供電系統(指單相交流電源或三相交流電源)與動力電池組的電氣隔離。對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，開關網絡的連接關係如下反並聯VD5快恢復二極體的V5開關管與反並聯VD6快恢復二極體的V6開關管串聯，然後與Cll直流濾波電容並聯；對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，諧振網絡的連接關係如下VD13 二極體串聯VD14 二極體，VD9 二極體串聯VDlO 二極體，Cl分體諧振電容串聯C2分體諧振電容，上述三者並聯連接在第1直流母線的正極(Si+)和第1直流母線的負極(S1-)之間，Ll諧振電感的一端接VD9 二極體、VDlO 二極體、Cl分體諧振電容和C2分
13體諧振電容的公共節點，其另一端接VD13 二極體、VD14 二極體和T高頻變壓器原邊繞組一端的公共節點；T高頻變壓器原邊繞組另一端連接V5開關管和V6開關管的公共節點；對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，整流器-負載網絡的連接關係如下VD7 二極體、VD8 二極體，VD15 二極體和VD16 二極體組成單相全橋整流器迴路，然後與C12直流濾波電容並聯。當高頻變壓器一側的開關網絡、諧振網絡起作用時，另一側的開關網絡、諧振網絡自動演化為整流器-負載網絡，兩側網絡一同構成完整的LLC諧振變換器，實現該方向的功率變換；由於結構完全對稱，逆向也成立，當進行逆向變換時，拓撲結構將自動重構，組成逆向LLC諧振變換器，實現逆向的功率變換。同時對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD13 二極體和VD14 二極體串聯為Ll諧振電感提供過電壓保護；VD15 二極體和VD16 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路L2諧振電感；對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VD15 二極體和VD16 二極體串聯為L2諧振電感提供過電壓保護；VD13 二極體和VD14 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路Ll諧振電感。總體來說，在T高頻變壓器的一側，二極體可以作為諧振網絡中諧振電感的簡單、廉價的過電壓保護；而同時在另一側，對稱位置的二極體自動轉換為單相全橋整流器的一條整流臂，並將同側此時不用的諧振電感從主電路上分離出去，避免在輸出側迴路產生大的內阻抗壓降，從而，相關的二極體具有鉗位保護、整流以及自動分離輸出迴路內阻抗等複合功能作用。對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD9 二極體和VDlO 二極體串聯為Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容提供過電壓保護；VDll 二極體和VD12 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振；對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VDll 二極體和VD12 二極體串聯為C3分體諧振電容和C4分體諧振電容提供過電壓保護；VD9 二極體和VDlO 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振。Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電容的一半；C3分體諧振電容與C4分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，C3分體諧振電容與C4分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電
容的一半。如圖6所示為對稱半橋LLC諧振式雙向DC/DC變換器進行正向功率變送時的基本電路，此時，T高頻變壓器等效為Lm原邊激磁電感與理想高頻變壓器的並聯，它由開關網絡、諧振網絡以及整流器-負載網絡串聯組成。開關網絡的連接關係如下反並聯VD5快恢復二極體的V5開關管與反並聯VD6快恢復二極體的V6開關管串聯，然後與Cll直流濾波電容並聯。諧振網絡的連接關係如下C1分體諧振電容串聯C2分體諧振電容，Ll諧振電感的一端接Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容的公共節點，其另一端接Lm原邊激磁電感；Lm原邊激磁電感連接V5開關管和V6開關管的公共節點，Lm原邊激磁電感與理想變壓器並聯。諧振網絡主要相當於一個分壓器，其阻抗隨工作頻率的變化而變化。在T高頻變壓器副邊，整流器-負載網絡的連接關係如下VD7 二極體與VD8 —極管與串聯構成一條整流臂，在兩者中間連接高頻變壓器副邊繞組的一端；VD15 二極體與VD16 二極體串聯構成另一條整流臂，在兩者中間連接高頻變壓器副邊繞組的另一端；兩條整流臂共陰極、共陽極連接，再與C12流濾波電容並聯。V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法和三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法；如圖4所示，單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從單相交流電源U火線取電壓信號，電壓信號經鎖相環(PLL) 1同步跟蹤，得到實際電壓信號的相角信號θ，將相角信號θ送至空間矢量相位計算模塊2進行計算，得到sine的數值和cos θ的數值，將sin θ的數值和cos θ的數值分別送至α β/dq變換器4和dq/α β變換器11 ；2)從單相交流電源U火線取電流信號經ia_ie信號生成電路3和α β/dq變換器4得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量i,，q軸電流給定信號C和、經第一加法器6運算後形成誤差信號，該誤差信號經第一 PI (比例-積分)調節器8得到q軸電壓給定信號U*q，將U*q輸入到dq/ α β變換器11中；3)第一直流電壓電流採集模塊12採集第1直流母線電壓Udca (Cll直流濾波電容兩端電壓)，第一直流電壓電流採集模塊12起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值U*der 過第三加法器14形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器13中，經電壓調節器13比例、積分運算後得到d軸電流給定信號:C，id和C通過第二加法器7運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器9比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號U*d，dq/a β變換器11將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號U*d和q軸電壓給定信
號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號；4) α β /abc變換器10進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc三相靜止坐標系下U:信號、『信號和<信號，再經PWM信號生成模塊5得到四路PWM調製信號；5)第1直流母線電流傳感器接於第1直流母線的負極母線Sl-上，它位於第1直流母線與直流濾波電容Cll交點以下，起到傳感直流電流信號的作用，第一直流電壓電流採集模塊12得到第1直流母線的負極母線Sl-上的工作電流信號Idca，Idcl和第1直流母線的負極母線Sl-上的電流給定值IlrS過第四加法器15運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器16進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線S2-上的電流給定值I^2，第2直流母線的負極母線S2-上電流Id。2和^e2經第五加法器17運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器18進行比例、積分調節後(實現了反向變換控制)，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器21的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線S2+和負極母線S2-之間，用於檢測第2直流母線的正極母線S2+和負極母線S2-之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線S2-上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊27進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Udc2和第2直流母線電壓給定信號1112通過第七加法器25求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器M的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值112通過第八加法器沈求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器M的恆流模式端子，模式變換器M進行模式選擇，經第五PI調節器23進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值，I^1和第1直流母線上的工作電流Idca通過第六加法器22求得誤差信號(實現了正向變換控制)，將該誤差信號輸入到功率變換方向控制器21的正向變換端；7)功率變換方向控制器21確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器20進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊19形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號，gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號分別用於驅動V5開關管和V6開關管、V8開關管和V7開
關管；如圖5所示，三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從三相交流電源A相Ua火線、三相交流電源B相Ub火線和三相交流電源C相Uc火線取三相電壓信號和三相電流信號，經3/2變換器31實現三相靜止坐標繫到兩相靜止坐標系的變換，得到Ua信號、U0信號、ia信號和ie信號，ua信號和U0信號經相角計算模塊32計算後得到θ的正弦函數值sin θ、餘弦函數值cos θ，將sin θ和cos θ送至dq/α β變換器11中；2) ia信號和ie信號經α β /dq變換器4得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量i,，q軸電流給定信號i*q和、經第一加法器6運算後形成誤差信號，該誤差信號經第一 PI (比例-積分)調節器8得到q軸電壓給定信號u*q，將u*q輸入到dq/α β變換器11中；3)第一直流電壓電流採集模塊12採集第1直流母線電壓Udca (Cll直流濾波電容兩端電壓)，第一直流電壓電流採集模塊12起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值U*der 過第三加法器14形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器13中，經電壓調節器13比例、積分運算後得到d軸電流給定信號C，id和過第二加法器7運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器9比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號U*d，dq/a β變換器11將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號U*d和q軸電壓給定信號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號；4) α β /abc變換器10進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc三相靜止坐標系下U:信號、『信號和<信號，再經PWM信號生成模塊5得到六路PWM調製信號；5)第1直流母線電流傳感器接於第1直流母線的負極母線Sl-上，它位於第1直流母線與直流濾波電容Cll交點以下，起到傳感直流電流信號的作用，第一直流電壓電流採集模塊12得到第1直流母線的負極母線Sl-上的工作電流信號Idca，Idcl和第1直流母線的負極母線Sl-上的電流給定值！^通過第四加法器15運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器16進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線S2-上的電流給定值I*de2，第2直流母線的負極母線S2-上電流Id。2和C2經第五加法器17運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器18進行比例、積分調節後(實現了反向變換控制)，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器21的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線S2+和負極母線S2-之間，用於檢測第2直流母線的正極母線S2+和負極母線S2-之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線S2-上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊27進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Udc2和第2直流母線電壓給定信號!/-通過第七加法器25求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器M的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值112通過第八加法器沈求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器M的恆流模式端子，模式變換器M進行模式選擇，經第五PI調節器23進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值，I^1和第1直流母線上的工作電流Idca通過第六加法器22求得誤差信號(實現了正向變換控制)，將該誤差信號輸入到功率變換方向控制器21的正向變換端；7)功率變換方向控制器21確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器20進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊19形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號，gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號分別用於驅動V5開關管和V6開關管、V8開關管和V7開關管。
權利要求
1.V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，它包括單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統和三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統；單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下單相交流電源(U)、單相電壓型PWM變流器、第1直流母線、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線級聯；單相交流電源(U)火線經線性電感(L)接入一相橋臂的上下臂連接處，零線直接接另一相橋臂的上下臂連接處，Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極(Si+)和第1直流母線的負極(S1-)之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線(S2+)和第2直流母線的負極母線(S2-)之間；三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的結構如下三相交流電源A相⑴a)、三相交流電源B相(Wd)和三相交流電源C相(Uc)均連接至三相電壓型PWM變流器對應相橋臂的中點，三相電壓型PWM變流器、第1直流母線、對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器和第2直流母線級聯；三相交流電源A相(Ua)火線經La線性電感接入第一橋臂的上下臂連接處，三相交流電源B相( )火線經Lb線性電感接入第二橋臂的上下臂連接處，三相交流電源C相(Uc)火線經Lc線性電感接入第三橋臂的上下臂連接處；Cll直流濾波電容並聯連接在第1直流母線的正極(Si+)和第1直流母線的負極(S1-)之間，C12直流濾波電容和動力電池組均並聯連接在第2直流母線的正極母線(S2+)和第2直流母線的負極母線(S2-)之間。
2.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述單相電壓型PWM變流器的結構如下採用具有反並聯二極體的功率開關管構成上臂和下臂，上、下臂串聯構成一個橋臂；兩個橋臂並聯組成單相全橋，直流側並聯Cll直流濾波電容；所述三相電壓型PWM變流器的結構如下採用具有反並聯二極體的功率開關管構成上臂和下臂，上、下臂串聯構成一個橋臂；三個橋臂並聯組成三相橋式電路，直流側並聯C12直流濾波電容。
3.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器的功率變送分為正向功率變送和逆向功率變送；對稱半橋LLC諧振式雙向DC/DC變換器由開關網絡、諧振網絡與整流器-負載網絡級聯構成，以T高頻變壓器為中心，其左側電路與右側電路結構對稱。
4.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器通過T高頻變壓器實現交流供電系統與動力電池組的電氣隔離。
5.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，開關網絡的連接關係如下反並聯VD5快恢復二極體的V5開關管與反並聯VD6快恢復二極體的V6開關管串聯，然後與Cll直流濾波電容並聯；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，諧振網絡的連接關係如下VD13 二極體串聯VD14 二極體，VD9 二極體串聯VDlO 二極體，Cl分體諧振電容串聯C2分體諧振電容，上述三者並聯連接在第1直流母線的正極(Si+)和第1直流母線的負極(S1-)之間，Ll諧振電感的一端接VD9 二極體、VDlO 二極體、Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容的公共節點，其另一端接VD13 二極體、VD14 二極體和T高頻變壓器原邊繞組一端的公共節點；T高頻變壓器原邊繞組另一端連接V5開關管和V6開關管的公共節點；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，整流器-負載網絡的連接關係如下VD7 二極體、VD8 二極體，VD15 二極體和VD16 二極體組成單相全橋整流器迴路，然後與C12直流濾波電容並聯。
6.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD13 二極體和VD14 二極體串聯為Ll諧振電感提供過電壓保護；VD15 二極體和VD16 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路L2諧振電感；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VD15 二極體和VD16 二極體串聯為L2諧振電感提供過電壓保護；VD13 二極體和VD14 二極體為單相全橋整流器的一條整流臂，並旁路Ll諧振電感。
7.根據權利要求1所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行正向功率變送時，VD9 二極體和VDlO 二極體串聯為Cl分體諧振電容和C2分體諧振電容提供過電壓保護；VDll 二極體和VD12 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振；所述對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流變換器進行逆向功率變送時，VDll 二極體和VD12 二極體串聯為C3分體諧振電容和C4分體諧振電容提供過電壓保護；VD9 二極體和VDlO 二極體抑制單相全橋整流器迴路出現的LC諧振。
8.根據權利要求5所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統，其特徵在於，所述Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，Cl分體諧振電容與C2分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電容的一半；所述C3分體諧振電容與C4分體諧振電容串聯構成分體諧振電容拓補結構，C3分體諧振電容與C4分體諧振電容的均方根電流為單個諧振電容的一半，其電容量為單個諧振電容的一半。
9.V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法，其特徵在於，包括單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法和三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法；單相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從單相交流電源⑶火線取電壓信號，電壓信號經鎖相環⑴同步跟蹤，得到實際電壓信號的相角信號θ，將相角信號θ送至空間矢量相位計算模塊( 進行計算，得到sine的數值和cos θ的數值，將sin θ的數值和cos θ的數值分別送至α β/dq變換器(4)和 dq/α β 變換器(11)；2)從單相交流電源(U)火線取電流信號經ia_ie信號生成電路C3)和aβ/dq變換器(4)得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量i,，q軸電流給定信號<和、經第一加法器(6)運算後形成誤差信號，該誤差信號經第一 PI調節器(8)得到q軸電壓給定信號U*q，將U*q輸入到dq/a β變換器(11)中；3)第一直流電壓電流採集模塊(1 採集第1直流母線電壓udc;1，第一直流電壓電流採集模塊(12)起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值u*der 過第三加法器(14)形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器(1 中，經電壓調節器(13)比例、積分運算後得到d軸電流給定信號i*d，id和過第二加法器(7)運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器(9)比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號<，dq/α β變換器(11)將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號u*d和q軸電壓給定信號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號；4)α β/abc變換器(10)進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc三相靜止坐標系下U:信號、U:信號和<信號，再經PWM信號生成模塊(5)得到四路PWM調製信號；5)第一直流電壓電流採集模塊(12)得到第1直流母線的負極母線(S1-)上的工作電流信號I-，Idea和第1直流母線的負極母線(S1-)上的電流給定值1^ 過第四加法器(1 運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器(16)進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線(S2-)上的電流給定值I^2，第2直流母線的負極母線(S2-)上電流Idc2和ζ。2經第五加法器(17)運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器(18)進行比例、積分調節後，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器(21)的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線(S2+)和負極母線(S2-)之間，用於檢測第2直流母線的正極母線(S2+)和負極母線(S2-)之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線(S2-)上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊(XT)進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Udc2和第2直流母線電壓給定信號U*de2通過第七加法器0 求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器04)的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值:[^通過第八加法器06)求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器04)的恆流模式端子，模式變換器04)進行模式選擇，經第五PI調節器進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值1L1，1L1和第1直流母線±的工作電流Idd通過第六加法器(22)求得誤差信號，將i亥誤差信號輸入到功率變換方向控制器的正向變換端；7)功率變換方向控制器確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器OO)進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊(19)形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號。
10.根據權利要求9所述的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法，其特徵在於，所述三相V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統的控制方法包括以下步驟1)從三相交流電源A相(Ua)火線、三相交流電源B相(Wd)火線和三相交流電源C相(Uc)火線取三相電壓信號和三相電流信號，經3/2變換器(31)實現三相靜止坐標繫到兩相靜止坐標系的變換，得到Ua信號、U0信號、ia信號和ie信號，ua信號和U0信號經相角計算模塊(32)計算後得到θ的正弦函數值sin θ、餘弦函數值cos θ，將sin θ和cos θ送至dq/α β變換器(11)中；2)ia信號和ie信號經aβ/dq變換器(4)得到dq同步旋轉坐標系下的直軸信號分量id和交軸信號分量i,，q軸電流給定信號:C和、經第一加法器(6)運算後形成誤差信號，該誤差信號經第一 PI調節器(8)得到q軸電壓給定信號U*q，將U*q輸入到dq/a β變換器(11)中；3)第一直流電壓電流採集模塊(1 採集第1直流母線電壓udc;1，第一直流電壓電流採集模塊(12)起到電氣隔離和係數變換的作用，udc;1和第1直流母線電壓給定值!!^通過第三加法器(14)形成誤差信號，將誤差信號輸入至電壓調節器(1 中，經電壓調節器(13)比例、積分運算後得到d軸電流給定信號i*d，id和過第二加法器(7)運算後形成誤差信號，該誤差信號經第二 PI調節器(9)比例、積分運算後得到d軸電壓給定信號<，dq/α β變換器(11)將同步旋轉坐標系下的d軸電壓給定信號u*d和q軸電壓給定信號U*q變換為α β兩相靜止坐標系下U:信號和u;信號；4)a β/abc變換器(10)進一步將α β兩相靜止坐標系下U:信號和信號變換為abc三相靜止坐標系下U:信號、U:信號和<信號，再經PWM信號生成模塊(5)得到六路PWM調製信號；5)第一直流電壓電流採集模塊(12)得到第1直流母線的負極母線(S1-)上的工作電流信號I-，Idea和第1直流母線的負極母線(S1-)上的電流給定值1^ 過第四加法器(1 運算後得誤差信號，該誤差信號經第三PI調節器(16)進行比例、積分調節後，得到第2直流母線的負極母線(S2-)上的電流給定值I^2，第2直流母線的負極母線(S2-)上電流Idc2和ζ。2經第五加法器(17)運算得誤差信號，該誤差信號經第四PI調節器(18)進行比例、積分調節後，得到第2直流母線上的控制信號，將該控制信號輸入至功率變換方向控制器(21)的反向變換端；6)第2直流母線電壓傳感器接於第2直流母線的正極母線(S2+)和負極母線(S2-)之間，用於檢測第2直流母線的正極母線(S2+)和負極母線(S2-)之間的電壓；第2直流母線電流傳感器接於第2直流母線負極母線(S2-)上，用於檢測第2直流母線的電流，上述電流和電壓經第二直流電壓電流採集模塊(XT)進行電氣隔離和係數變換後，得到第2直流母線的檢測電壓Udc2和第2直流母線上的檢測電流Id。2，Udc2和第2直流母線電壓給定信號U*de2通過第七加法器0 求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器04)的恆壓模式端子，第2直流母線上的電流Id。2和第2直流母線上的電流給定值:[^通過第八加法器06)求得誤差信號，將該誤差信號輸入至模式變換器04)的恆流模式端子，模式變換器04)進行模式選擇，經第五PI調節器進行比例、積分調節後，得到第1直流母線上的電流給定值1L1，1L1和第1直流母線±的工作電流Idd六加法器(22)求得誤胃信號，將i亥誤差信號輸入到功率變換方向控制器的正向變換端；7)功率變換方向控制器確定功率的正反向變換，再經電壓頻率變換器00)進行電壓到頻率的變換，後經驅動信號生成模塊(19)形成具有180°佔空比的上下橋臂互補信號，最終生成gl驅動信號、g2驅動信號、g3驅動信號和g4驅動信號。
全文摘要
本發明公開了智能電網技術領域的V2G雙向功率變換電動汽車充放電系統及其控制方法。本發明採用單相或三相電壓型PWM變流器(VSC)為第一級功率變換電路，實現交流電網與第1直流母線之間的能量變換；採用對稱半橋LLC諧振式雙向直流-直流(DC/DC)變換器作為第二級功率變換電路，實現直流母線與動力電池組之間的能量變換。本發明的有益效果是一級功率變換電路的變換器電網側電流接近正弦波，諧波含量小；二級功率變換電路提高了變換效率、動態性能以及功率密度，縮減了電動汽車充放電裝置的體積和重量，有效提高系統的安全性、可靠性以及經濟性。
文檔編號H02M3/335GK102570560SQ201210014240
公開日2012年7月11日 申請日期2012年1月18日 優先權日2012年1月18日
發明者張波, 梁宇超, 肖湘寧, 郭春林, 陳徵, 顏湘武 申請人:華北電力大學(保定)