用於I/Q減損校正的機制、以及利用偏移本地振蕩器的發送器減損測量的製作方法與工藝

2023-07-21 06:14:26 2

本發明涉及信號處理領域，並且更具體而言，涉及用於接收設備或發送設備中I/Q減損(impairment)的測量和校正的系統和方法。

背景技術：
發送器接收複數數位訊號I(n)+jQ(n)、把該複數數位訊號轉換成模擬信號I(t)+jQ(t)，並且利用I/Q調製器上變頻該模擬信號。上變頻了的信號被發送到信道上。理想地，提供給I/Q調製器的純復指數音調(tone)將導致純音調被發送。但是，在現實當中，發送器中的I/Q減損將造成I信道和Q信道具有不同的增益和不同的相移。除其它之外，這種失真暗示所發送的信號將在等於音調頻率的負數的頻率具有不期望的能量。依賴於通信標準，這種不期望的「鏡像」導致星座圖(constellationdiagram)或人工噪聲基底(artificialnoisefloor)上的潛在歪曲。接收器具有類似的問題。當接收器通過在頻率f下的純音頻被刺激時，除了在頻率f下的能量，在接收器的I/Q解調器的輸出出現的覆信號還將包括處於頻率-f的不期望的信號能量。在這兩種情況下(發送器和接收器)，都由於I信道和Q信號之間增益和相位的不平衡而造成困難。因而，存在對能夠校正發送器和/或接收器中的I/Q減損的機制的需求。此外，為了實現對I/Q減損的高質量校正，需要可以利用I/Q減損的高質量測量。但是，質量測量可能難以獲得。例如，測量發送器的I/Q減損涉及指引發送器向接收器發送信號。接收器基於其接收到的信號估計發送器的I/Q減損。但是，接收器的I/Q解調器用它自身的I/Q減損破壞該估計。此外，發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間的信號路徑也對該估計引入失真。因而，存在對如下機制的需求：能夠估計或測量發送器和/或接收器的I/O減損的機制、能夠準確測量採樣信號中暗示的I/Q減損的機制、能夠確定信號路徑的屬性的機制以及能夠預測I/Q減損如何被諸如信號路徑的系統變換的機制。

技術實現要素：
除其它之外，本專利公開了能夠補償發送器和/或接收器中的I/Q減損的機制。用來執行補償的參數是基於I/Q減損的測量值或估計值來計算的。例如，用來補償發送器(或接收器)的I/Q減損的參數是基於那些減損的測量值或估計值來計算的。任何已知的技術都可以用來測量或估計發送器或接收器、或者發送器和接收器的串聯組合的I/Q減損，包括但不限於本文所公開的技術。在一種實施例中，用於補償接收器的I/Q減損的系統及方法可以涉及以下操作。從發送介質接收模擬輸入信號。對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相(I)信號和模擬正交(Q)信號。然後，模擬I信號和模擬Q信號被數位化，以分別產生數字I信號和數字Q信號。數字I信號和數字Q信號根據數字濾波器的2x2矩陣來濾波，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。(濾波可以在諸如FGPA的可編程硬體元件或者在諸如ASIC的專用數字電路中或者在處理器上的軟體中執行，等等。)數字濾波器的2x2矩陣至少部分地補償在一個頻率範圍內的接收器的I/Q減損。該2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。(接收器的I/Q減損的測量可以由任何已知的方法獲得。本文檔描述用於獲得這種測量的多種方法。)此外，該2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。在有些實施例中，可以假設接收器在正頻率之上的I/Q減損和接收器在負頻率之上的I/Q減損是函數相關的。(A)在一種這樣的實施例中，2x2矩陣的頻率響應可以如下計算。在任意頻率f下的2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。此外，在頻率f下的2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。(B)在另一種這樣的實施例中，假設增益不平衡是偶數並且假設相位歪斜是奇數。於是，2x2矩陣的兩個非對角分量都可以設置成零；其中一個對角分量可以對應於純直通濾波器(即，單位頻率響應)；並且在任意頻率f下的另一個對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。(C)在另一種這樣的實施例中，2x2矩陣的兩個對角分量都可以對應於純直通濾波器；其中一個非對角分量可以設置成零；並且在任意頻率f下的另一個非對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在另一種實施例中，用於把接收器配置為至少部分地補償接收器的I/Q減損的系統及方法可以涉及以下操作。接收在一個頻帶上的接收器的I/Q減損的測量(或者從存儲器訪問)。基於該測量，計算數字濾波器的2x2矩陣。計算數字濾波器的2x2矩陣，以對在該頻帶上的接收器的I/Q減損實現至少部分補償。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。然後，數字電路被編程以實現數字濾波器的2x2矩陣。當這樣編程時，數字電路配置為至少部分地補償在該頻帶上的接收器的I/Q減損。數字電路可以按多種形式中任意一種實現。例如，數字電路可以由可編程硬體元件、或者由諸如ASIC的專用數字電路、或者由處理器響應於程序指令的執行來實現。(數字電路可以被併入作為接收器的一部分、或者作為另一個系統(例如主計算機或控制器板)的一部分)。在另一種實施例中，用於操作發送器從而實現I/Q減損補償的系統及方法可以涉及以下操作。接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號。數字I信號和數字Q信號根據數字濾波器的2x2矩陣來濾波，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。數字濾波器的2x2矩陣至少部分地預補償在一個頻率範圍內的發送器的I/Q減損。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。(發送器的I/Q減損的測量可以由任何已知的方法獲得。本文檔描述用於獲得這種測量的多種方法。)而且，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算的。然後，濾波了的數字I信號和數字Q信號被轉換成模擬形式，以便獲得相應的模擬I信號和模擬Q信號。I/Q調製可以對模擬I信號和模擬Q信號執行，以產生調製了的模擬信號。在有些實施例中，可以假設發送器在正頻率上的I/Q減損和發送器在負頻率上的I/Q減損是函數相關的。(A)在一種這樣的實施例中，數字濾波器的2x2矩陣的計算可以如下簡化。在該頻率範圍內的任意頻率f下的2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。此外，在頻率f下的2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。(B)在另一種這樣的實施例中，假設增益不平衡是偶數並且假設相位歪斜是奇數。於是，2x2矩陣的兩個非對角分量都可以設置成零；其中一個對角分量可以對應於純直通濾波器(即，單位頻率響應)；並且在任意頻率f下的另一個對角分量的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。(C)在另一種這樣的實施例中，2x2矩陣的兩個對角分量都可以對應於純直通濾波器；其中一個非對角分量可以設置成零；並且另一個非對角分量在任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在另一種實施例中，用於把發送器配置為至少部分地補償發送器的I/Q減損的系統及方法可以涉及以下操作。接收在一個頻率範圍內的發送器的I/Q減損的測量(或者從存儲器訪問)。基於該測量計算數字濾波器的2x2矩陣。計算數字濾波器的2x2矩陣，以對發送器的I/Q減損實現至少部分預補償。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量計算的。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應是基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量計算的。然後，數字電路被編程以實現數字濾波器的2x2矩陣。當這樣編程時，數字電路配置為至少部分地預補償發送器的I/Q減損。在另一種實施例中，用於操作發送器從而對發送器在給定頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的系統及方法可以涉及以下操作。接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號。數字I信號和數字Q信號根據常量的2x2矩陣來變換，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。(換句話說，包括數字I信號和數字Q信號的向量信號與該2x2矩陣相乘)。結果數字I信號和數字Q信號被轉換成模擬形式，以便獲得相應的模擬I信號和模擬Q信號。對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。2x2矩陣配置為至少部分地預補償在頻率f下的I/Q減損。對應於2x2矩陣的一個對角元素的第一個常量是基於在頻率f下的I/Q減損的測量和在頻率-f下的I/Q減損的測量來計算的。此外，對應於2x2矩陣的一個非對角元素的第二個常量是基於在頻率f下的測量和在頻率-f下的測量計算的。在另一種實施例中，用於確定(即，測量)發送器的I/Q減損的方法可以涉及以下動作。該方法涉及執行一組操作。這組操作包括：(a)指引在頻率f下的復指數音調被提供給發送器；(b)把預補償變換提供給發送器的預補償電路，其中預補償電路配置為對復指數音調施加預補償變換，以獲得調整了的覆信號，其中預補償變換配置為對發送器的I/Q減損的當前估計進行預補償，其中發送器配置為基於調整了的覆信號發送發送信號，其中接收器配置為接收該發送信號並且捕捉代表所接收到的發送信號的採樣了的覆信號；(c)基於採樣了的覆信號計算原始I/Q減損；(d)變換該原始I/Q減損，以確定變換了的I/Q減損，其中所述變換從原始I/Q減損除去接收器的所測量的I/Q減損；(e)從變換了的I/Q減損除去信號路徑的當前估計，以獲得路徑補償了的I/Q減損，其中信號路徑包括從發送器的I/Q調製器到接收器的解調器的路徑；及(f)基於路徑補償了的I/Q減損更新發送器的I/Q減損的當前估計。(依賴於接收器的體系架構，解調器可以是I/Q解調器或者不是I/Q解調器)。在另一種實施例中，用於確定發送器的I/Q減損的方法可以涉及以下動作。該方法可以包括配置發送器的本地振蕩器(LO)和接收器的本地振蕩器(LO)為被鎖相到公共的參考，並且使得接收器的LO的頻率減去發送器的LO的頻率等於(例如，完全等於)量ΔLO。該方法還可以包括執行一組操作，其中這組操作包括：(a)指引在頻率f下的復指數音調被提供給發送器；(b)把預補償變換提供給發送器的預補償電路，其中預補償電路配置為對復指數音調施加預補償變換，以獲得調整了的覆信號，其中預補償變換配置為對發送器的I/Q減損的當前估計進行預補償，其中發送器配置為基於調整了的覆信號發送發送信號，其中接收器配置為接收該發送信號並且捕捉代表所接收到的發送信號的採樣了的覆信號；(c)按量ΔLO來使採樣的覆信號頻移，以獲得頻移了的信號；(d)基於該頻移了的信號計算在頻率f下的原始I/Q減損；(e)從在頻率f下的原始I/Q減損除去信號路徑的當前估計，以獲得在頻率f下的路徑補償了的I/Q減損，其中信號路徑包括從發送器的I/Q調製器到接收器的解調器的路徑；及(f)基於在頻率f下的路徑補償了的I/Q減損，更新在頻率f下的發送器的I/Q減損的當前估計。(依賴於接收器的體系架構，解調器可以是I/Q解調器或者不是I/Q解調器)。在另一種實施例中，用於確定(即，測量)接收器的I/Q減損的方法可以涉及以下動作。該方法可以涉及指引輸入信號被提供給接收器，其中該輸入信號包括在位移頻率f下的隔離音調並且包括在位移頻率-f周圍的無效區間(voidinterval)。(在一種實施例中，接收器包括配置為生成輸入信號的校準音調發生器)。接收器配置為解調輸入信號，以便獲得採樣了的覆信號。位移頻率f和-f是相對於接收器的本地振蕩器頻率的位移。該方法還可以涉及基於採樣了的覆信號計算在頻率f下的接收器的I/Q減損。該方法還可以涉及對橫跨指定頻帶的頻率f的值重複指引和計算的動作。該方法還可以涉及在存儲器中存儲針對這些頻率f的值的接收器的I/Q減損。在另一種實施例中，用於估計與由接收器產生的採樣覆信號關聯的I/Q減損的方法可以涉及以下動作。設備被指引以利用刺激信號刺激接收器，該刺激信號具有在位移頻率f下的隔離音調和在位移頻率-f下的無效區間。(位移頻率f和-f是關於接收器的本地振蕩器頻率的位移。採樣了的覆信號可以是接收器產生的基帶信號)。為採樣覆信號的I分量計算在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CI。為採樣覆信號的Q分量計算在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CQ。在頻率f下的採樣覆信號的增益不平衡g是基於值CI和CQ的量值計算的。增益不平衡g至少包括接收器的增益不平衡。在頻率f下的採樣覆信號的相位歪斜是基於值CI和CQ的相位計算的，其中相位歪斜至少包括接收器的相位歪斜。在另一種實施例中，用於估計發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的DC縮放的方法可以涉及以下操作。為了促進這種估計方法，發送器的輸出可以例如經由電纜而耦合到接收器的輸入。發送器被指引把零信號作為輸入提供給I/Q調製器。接收第一響應信號，該第一響應信號已經響應於提供所述零信號而從I/Q解調器捕捉到。發送器被指引把等於非零復常量的常量信號作為輸入提供給I/Q調製器。接收第二響應信號，該第二響應信號已經響應於提供所述常量信號而從I/Q解調器捕捉到。第一響應信號被求平均，以獲得第一平均值，並且第二響應信號被求平均，以獲得第二平均值。計算第二平均值和第一平均值之差。基於該差值和該非零復常量計算DC縮放。此外，信號路徑的DC旋轉可以基於該差值的相位和該非零復常量的相位來計算。DC縮放和DC旋轉能用來從在接收器測量出的I/Q減損除去信號路徑的影響，以便獲得發送器的I/Q減損的估計。在上述DC縮放/旋轉估計方法的一種另選實施例中，發送器沒有(或者具有可忽略的)本地振蕩器洩漏。(這可能是如下情況，例如，當發送器具有不同於直接轉換體系架構的其它RF體系架構時)。因而，可以省略零信號的發送、第一響應信號的捕捉、第一平均值的計算以及差值的計算。然後，DC縮放基於第二平均值和非零復常量來計算。DC旋轉基於第二平均值的相位和非零復常量的相位來計算。在另一種實施例中，用於基於在電子系統的復輸入(即，I/Q輸入對)的I/Q減損計算在電子系統的復輸出(即，I/Q輸出對)的I/Q減損的方法可以包括以下操作。頻譜A(f)是根據以下表達式計算的，其中H(f)是電子系統的線性系統模型的頻譜，其中g(f)是在復輸入的增益不平衡，其中是在復輸入中的相位歪斜。頻譜B(f)是根據以下表達式計算的。計算頻譜A(f)和B(f)之和以及頻譜A(f)和B(f)之差。基於該和值的實部和虛部以及該差值的實部和虛部計算在復輸出中的增益不平衡和相位歪斜。在有些實施例中，由頻譜H(f)建模的電子系統是從發送器的I/Q調製器到接收器的解調器的信號路徑的反轉，例如，如在本文中以各種不同方式描述的那樣。在電子系統的復輸入中的增益不平衡和相位歪斜可以代表在解調器的輸入(或者作為代替，在解調器的輸出)中的增益不平衡和相位歪斜。在電子系統的復輸出中的增益不平衡和相位歪斜可以代表在I/Q調製器的輸出的增益不平衡和相位歪斜。本文描述了通信設備及用於減少由該通信設備使用的信號中I/Q減損的關聯方法的各種實施例。根據一種實施例，接收設備可以經通信介質接收發送信號，並且可以對所接收到的傳輸信號執行I/Q解調，以產生一對模擬I(同相)和Q(正交)信號。接收設備可以執行模擬I信號和模擬Q信號中每一個的模數轉換，以產生相應的數字I信號和數字Q信號。所產生的數字I信號和數字Q信號可以具有由I/Q解調和/或模數轉換和/或其它處理造成的I/Q減損。接收設備可以配置為對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損校正，以校正I/Q減損。寬帶I/Q減損校正可以補償數字I信號和數字Q信號中的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化，例如，可以在橫跨接收設備的瞬時帶寬的多個頻率偏移處補償數字I信號和數字Q信號中的增益不平衡和相位不平衡。對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損校正可以包括對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。結果數字I信號和數字Q信號代表校正了的信號。在有些實施例中，結果數字I信號恆等於數字I信號，並且結果數字Q信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的濾波了的信號並且通過把這一個或多個濾波了的信號相加來生成的。在其它實施例中，結果數字Q信號恆等於數字Q信號，並且結果數字I信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的濾波了的信號並且通過把這一個或多個濾波了的信號相加來生成的。在另外的其它實施例中，結果數字I信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的濾波了的信號並且通過把這一個或多個濾波了的信號相加來生成的；並且結果數字Q信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的附加的濾波了的信號並且通過把這一個或多個附加的濾波了的信號相加來生成的。在另一些實施例中，通過把多個已知的測試信號提供給接收設備並且測量響應於所述已知測試信號而由接收設備引入的I/Q減損，校準系統(或者接收設備自身)可以確定校正信息。(在一種實施例中，接收設備可以包括生成已知測試信號的校準音調發生器)。寬帶I/Q減損校正可以利用校正信息來補償數字I信號和數字Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。在有些實施例中，校準系統可以在離線校準階段和在線操作階段操作。執行離線校準階段可以包括向接收設備提供多個已知的測試信號，測量響應於所述已知的測試信號而由接收設備引入的I/Q減損並且基於所測量出的I/Q減損確定校正信息。執行在線操作階段可以包括經通信介質接收傳輸信號，對接收到的傳輸信號執行I/Q解調以產生模擬I信號和模擬Q信號、對模擬I信號和模擬Q信號中的每一個執行模數轉換以產生數字I信號和數字Q信號，並且對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損校正。寬帶I/Q減損校正可以使用在離線校準階段中確定的校正信息來補償數字I信號和數字Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。在有些實施例中，離線校準階段可以響應於接收設備被通電而執行。在有些實施例中，接收設備可以響應於確定離線校準階段完成而自動進入在線操作階段。在有些實施例中，接收設備可以響應於確定接收器沒有忙於處理在在線操作階段中接收到的傳輸信號而自動從在線操作階段切換到離線校準階段。在有些實施例中，離線校準階段可以響應於用戶輸入而啟動。根據其它實施例，發送設備可以接收要發送的數字I(同相)和Q(正交)信號。發送設備可以對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正。執行寬帶I/Q減損預校正的動作可以涉及對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以產生結果數字I信號和結果數字Q信號，從而預補償隨後在傳輸信號合成過程中將引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。傳輸信號可以利用結果數字I信號和結果數字Q信號來合成。合成傳輸信號的動作可以包括對結果數字I信號和結果數字Q信號執行數模轉換，以產生模擬I信號和模擬Q信號，並且利用模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生傳輸信號。結果數字I信號和結果數字Q信號可以對由數模轉換和I/Q調製中一個或多個造成的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化進行預補償。在有些實施例中，結果數字I信號恆等於數字I信號，並且結果數字Q信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的濾波信號並且通過把這一個或多個濾波信號相加來生成的。在其它實施例中，結果數字Q信號恆等於數字Q信號，並且結果數字I信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以獲得一個或多個相應的濾波信號並且通過把這一個或多個濾波信號相加來生成的。在另外其它實施例中，結果數字I信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以分別獲得一個或多個濾波信號並且通過把這一個或多個濾波信號相加來生成的；並且結果數字Q信號是通過對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以分別獲得一個或多個附加的濾波信號並且通過把這一個或多個附加的濾波信號相加來生成的。在還有一些實施例中，通過向發送設備提供多個已知的數字測試信號並且測量響應於所述已知的測試信號而由發送設備引入的I/Q減損，校準系統可以確定校正信息。寬帶I/Q減損預校正可以利用校正信息來產生結果數位訊號。在有些實施例中，發送設備可以在離線校準階段和在線操作階段中操作。離線校準階段可以包括向發送設備提供多個已知的測試信號、測量響應於所述已知的測試信號而由發送設備引入的I/Q減損，並且基於測量出的I/Q減損確定校正信息。在有些實施例中，離線校準階段可以響應於發送設備被通電而執行。在有些實施例中，發送設備可以響應於確定到離線校準階段完成而自動進入在線操作階段。在有些實施例中，發送設備可以響應於確定到發送器沒有忙於在在線操作階段中發送信號而自動從在線操作階段切換到離線校準階段。在有些實施例中，離線校準階段可以響應於用戶輸入而啟動。在線操作階段可以包括接收要發送的數字I信號和數字Q信號，並且對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正。執行寬帶I/Q減損預校正的動作可以使用在離線校準階段中確定的校正信息來對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號，從而預補償隨後在傳輸信號合成過程中將引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。傳輸信號可以利用結果數字I信號和結果數字Q信號來合成。根據另一種實施例，測量系統可以包括接收設備和被測設備。接收設備可以配置為接收包括從被測設備採集到的測量數據在內的傳輸信號，對接收到的傳輸信號執行I/Q解調以產生模擬I(同相)和Q(正交)信號，執行模擬I信號和模擬Q信號中的每一個的模數轉換以產生數字I信號和數字Q信號，並且對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損校正。寬帶I/Q減損校正可以補償數字I信號和數字Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。在另一些實施例中，測量系統還可以包括發送設備。發送設備可以配置為接收要發送的數字I信號和數字Q信號。數字I信號和數字Q信號可以規定要發送到被測設備的信息。發送設備還可以配置為對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正。執行寬帶I/Q減損預校正的動作可以涉及對數字I信號和數字Q信號中一個或多個進行濾波以產生結果數字I信號和結果數字Q信號，從而預補償隨後在發送信號合成過程中將引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。發送設備可以利用結果數字I信號和結果數字Q信號合成傳輸信號，並且把傳輸信號發送到被測設備。附圖說明當結合以下附圖考慮以下具體描述時，可以獲得對本發明的更好理解。圖1A說明了本文所公開的補償方法的一種可能應用，其中行動裝置10和/或無線收發站15對它們所發送的信號施加數字預補償和/或對它們接收到的信號施加數字後補償。圖1B說明了本文所公開的補償方法的另一種可能應用，其中測試儀器20對它發送到被測接收器25的信號施加數字預補償，以除去其I/Q減損的影響。圖1C說明了本文所公開的補償方法的再另一種可能應用，其中測試儀器35對它從被測發送器接收到的信號施加數字後補償，以除去其I/Q減損的影響。圖2A說明了用於操作接收器從而實現至少部分I/Q減損補償的方法的一種實施例。圖2B說明了配置為實現至少部分I/Q減損補償的接收器的一種實施例。圖3說明了用於把接收器配置為使得接收器能夠至少部分地補償I/Q減損的方法的一種實施例。圖4說明了用於操作發送器從而實現至少部分I/Q減損補償的方法的一種實施例。圖5說明了配置為實現至少部分I/Q減損補償的發送器的一種實施例。圖6說明了用於把發送器配置為使得發送器能夠至少部分地補償I/Q減損的方法的一種實施例。圖7說明了配置為提供I/Q減損補償的系統的一種實施例。I/Q減損被建模為完全出現在Q信道上。圖8說明了配置為提供I/Q減損補償的系統的另一種實施例。I/Q減損被建模為完全出現在I信道上。圖9說明了配置為提供I/Q減損補償的系統的再另一種實施例。I/Q減損被建模為部分地都出現在兩個信道上。圖10說明了用於操作接收器從而對在頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的方法的一種實施例。圖11說明了配置為對在頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的接收器的一種實施例。圖12說明了用於把接收器配置為使得接收器能夠對在頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的方法的一種實施例。圖13說明了用於操作發送器從而對在頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的方法的一種實施例。圖14說明了配置為對在頻率f下的I/Q減損實現至少部分補償的發送器的一種實施例。圖15說明了被出現在系統輸出處的復指數音調和失真的復指數音調刺激的系統，其中失真由增益不平衡和相位歪斜來表徵。圖16說明了其中增益不平衡和相位歪斜完全出現在Q信道上的系統。圖17說明了用於在單個頻率下執行減損補償的系統的一種實施例。圖18說明了用於執行I/Q減損補償的2x2系統模型。圖19說明了其中減損模型G先於補償模型H的實施例。圖20A說明了其中減損模型G跟在補償模型H之後的實施例。圖21關於分別具有頻率響應U(f)和V(f)的一對數字濾波器說明用於補償模型H的一種實施例。圖22說明了圖21的改進圖，其中U和V用其偶數部分和奇數部分來表示。圖23說明了圖22系統的等效表示，其中奇頻譜B和D用後面跟隨有Hilbert變換的對應的偶頻譜代替。圖24A和24B說明了圖23的系統對兩個對應輸入的響應。圖25給出分別從圖24A和24B推導出的等式。圖26A和26B說明了對應於圖25等式的矢量圖(phasordiagram)。圖27給出根據關於I/Q減損信息規定補償頻譜A、EB、C和ED的一種實施例的等式。圖28說明了代表系統的I/Q減損的2x2模型H。圖29關於頻率U和V說明了模型H的一種實施例。圖30說明了圖29的改進圖，其中U和V用它們的偶數部分和奇數部分表示。圖31說明了圖30系統的等效表示，其中奇頻譜B和D用對應的偶頻譜代替，之後是Hilbert變換。圖32A和32B說明了圖31的系統對兩個相應輸入的響應。圖33給出了分別從圖32A和32B推導出的等式。圖34A和34B說明了對應於圖33等式的矢量圖。圖35給出了從圖34A和34B的矢量圖推導出的矩陣等式。圖36給出了對圖35矩陣等式的解。圖37說明了用於測量I/Q調製器3710和I/Q解調器3735之間信號路徑的屬性的系統的一種實施例。圖38說明了LO洩漏向量A、故意注入的DC向量B及它們的和C。圖39說明了分別對應於向量A、B和C的響應向量A』、B』和C』。圖40說明了用於為信號路徑計算DC映射值的方法的一種實施例。圖41說明了具有頻率響應H(f)的系統，該系統被具有增益不平衡g(f)和相位歪斜的輸入信號sinput(f,t)刺激並且產生具有增益不平衡g』(f)和相位歪斜的輸出信號soutput(f,t)。圖42給出從圖41推導出的等式。圖43說明了用於通過線性系統H(f)變換I/Q減損的方法的一種實施例。圖44說明了用於確定發送器的I/Q減損的方法的一種實施例。圖45說明了利用故意位移(intentionally-displaced)了的本地振蕩器確定發送器的I/Q減損的方法的一種實施例。圖46說明了用於確定接收器的I/Q減損的方法的一種實施例。圖47說明了用於估計與覆信號關聯的I/Q減損的方法的一種實施例。圖48說明了用於測量發送器和/或接收器I/Q減損的系統的一種實施例，其中該系統包括其本地振蕩器頻率被故意偏移了的發送器和接收器。圖49說明了響應於發送器對處於31MHz的音調的發送而被接收器接收的信號的頻譜。發送器的本地振蕩器頻率比接收器的本地振蕩器頻率高6MHz。因而，在接收到的頻譜中，音調出現在37MHz。圖50說明了在除去接收器的I/Q減損之後的接收到的頻譜。圖51說明了在頻移之後圖50的頻譜。圖52說明了在沒有首先除去接收器的減損的情況下的頻移了的頻譜。圖53A說明了單點向量校準校正5310，之後是雙點向量破壞模型5320。圖53B示出了圖53A的改進圖，其中單點向量校準校正是由常量α和β確定的，並且其中雙點向量破壞是由常量A、EB、C和ED確定的。圖54說明了對應於圖53B右手部分(即，在虛線右邊)的矢量圖。圖55A說明了包括接收器濾波器5525和I/Q解調器5530的接收器。圖55B說明了包括耦合到一起的發送器和接收器的系統。該系統可以用來確定發送器和/或接收器的I/Q減損。圖55C說明了在沿著從發送器的I/Q調製器到接收器的I/Q解調器的路徑的三個點處的在頻率f下的音調和在-f下的鏡像的相對量值。圖56A說明了作為量值估計誤差的函數的收斂速率。圖56B說明了作為旋轉(相位)估計誤差的函數的收斂速率。圖57介紹用於音調的複數振幅α以及被已經通過增益不平衡g(f)和相位歪斜而失真的覆信號攜帶的鏡像的複數振幅β的記法。圖58A和58B推導根據增益不平衡g(f)和相位歪斜表徵音調和鏡像的等式。圖59根據Q信道信號(「Q實際」)相對於I信道信號(「I參考」)的失真來說明增益不平衡g(f)和相位歪斜圖60和61示出了用於同相和正交信號分量(即，用於圖59的「I參考」和「Q實際」信號)的量值頻譜。圖62根據一種實施例說明了用於計算本地振蕩器洩漏、信號振幅、增益不平衡、鏡像抑制和相位歪斜的LabVIEW圖形程序。圖63說明了接收由可編程硬體元件(例如，接收器的FPGA)計算出的數據並且根據該數據計算LO洩漏、振幅增益不平衡和相位歪斜的LabVIEW圖形程序(VI)。圖64和65示出了具有不同採集長度並且具有120MHz的公共採樣率的矩形窗口函數的振幅頻譜的圖。圖66說明了其複數輸入信號具有I/Q減損gin(ω)和並且其複數輸出信號具有I/Q減損gout(ω)和的系統模型。圖67給出了根據輸入I/Q減損gin(ω)及和輸出I/Q減損gout(ω)及來規定圖66的頻率響應函數U(ω)和V(ω)的等式。圖68說明了可以用來執行本文所述任意方法實施例的計算機系統6800的一種實施例。雖然本發明容易有各種修改和另選形式，但是作為例子在附圖中示出並且本文中詳細描述其具體實施例。但是，應當理解，附圖及對其的詳細描述不是要把本發明限定到所公開的特定形式，相反，本發明是要覆蓋屬於由所附權利要求定義的本發明主旨和範圍的所有修改、等價物和另選方案。應當指出，以下具體實施方式中的各個部分標題僅僅是為了組織而不是意味著用來限定權利要求。具體實施方式術語以下是本申請中所使用的術語的術語表。存儲器介質–各種類型的存儲器設備或儲存設備中的任意一種。術語「存儲器介質」旨在包括：安裝介質，例如CD-ROM、軟盤105或者帶式設備；計算機系統存儲器或隨機存取存儲器，諸如DRAM、DDRRAM、SRAM、EDORAM、RambusRAM等；非易失性存儲器，諸如快閃記憶體、磁性介質(如硬驅)，或者光學儲存器；寄存器，或者其它相似類型的存儲器元件，等等。存儲器介質可以包括其它類型的存儲器及其組合。此外，存儲器介質可以位於其中執行程序的第一計算機中，或者可以位於經諸如網際網路的網絡連接到第一計算機的不同的第二計算機中。在後一種情況下，第二計算機可以向第一計算機提供要執行的程序指令。術語「存儲器介質」可以包括可以駐留在不同位置(例如經網絡連接的不同計算機)中的兩個或多個存儲器介質。可編程硬體元件–包括各種硬體設備，該硬體設備包括經可編程互連部連接的多個可編程功能塊。例子包括FPGA(現場可編程門陣列)、PLD(可編程邏輯設備)、FPOA(現場可編程對象陣列)，以及CPLD(複雜PLD)。可編程功能塊可以從細粒度(組合邏輯或查找表)到粗粒度(算術邏輯單元或處理器核心)變化。可編程硬體元件也可以被稱為「可重構邏輯」。計算機系統–各種類型的計算或處理系統中的任意一種，包括個人計算機系統(PC)、大型計算機系統、工作站、網絡設備、網際網路設備、個人數字助理(PDA)、電視機系統、網格計算系統，或者其它設備或設備的組合。一般而言，術語「計算機系統」可以廣泛地定義為包含具有至少一個執行來自存儲器介質的指令的處理器的任何設備(或者設備的組合)。本地振蕩器(LO)-配置為生成處於規定頻率和振幅的周期性信號的電路。該周期性信號可以是純正弦的，並且其頻率和/或振幅可以是可編程的。該周期性信號可以是或者可以不是相位或頻率鎖定到另一個周期性信號。本發明的實施例可以以各種形式當中的任意一種實現。例如，在有些實施例中，本發明可以實現為計算機實現的方法、計算機可讀的存儲器介質，或者計算機系統。在其它實施例中，本發明可以利用一個或多個諸如ASIC的定製設計的硬體設備來實現。在其它實施例中，本發明可以利用一個或多個諸如FPGA的可編程硬體元件來實現。在有些實施例中，計算機可讀存儲器介質可以配置為使得它存儲程序指令和/或數據，其中，如果程序指令被計算機系統執行，則使得計算機系統執行一種方法，例如本文所述的任何方法實施例，或者本文所述的方法實施例的任意組合，或者本文所述的任何方法實施例的任意子集，或者這種子集的任意組合。在有些實施例中，計算機系統可以配置為包括處理器(或者一組處理器)和存儲器介質，其中存儲器介質存儲程序指令，其中處理器配置為從存儲器介質讀取並執行程序指令，其中程序指令可執行，以實現本文所述各種方法實施例的任意一種(或者，本文所述的方法實施例的任意組合，或者本文所述的任何方法實施例的任意子集，或者這種子集的任意組合)。計算機系統可以以各種形式中的任意一種來實現。例如，計算機系統可以是個人計算機(以其各種實現形式當中的任意一種)、工作站、卡上計算機(computeronacard)、盒子中的專用計算機(application-specificcomputerinabox)、伺服器計算機、客戶端計算機、手持式設備、平板計算機、佩戴式計算機(wearablecomputer)，等等。在有些實施例中，跨網絡分布的一組計算機可以配置為分割執行計算方法(例如，本文所公開的方法實施例的任意一種)的工作。在有些實施例中，第一計算機可以配置為接收O-QPSK調製的信號並且捕捉該信號的樣本。第一計算機可以通過網絡把樣本發送到第二計算機。第二計算機可以根據本文所述的任何方法實施例、或者本文所述的方法實施例的任意組合、或者本文所述的任何方法實施例的任意子集、或者這種子集的任意組合，來對樣本進行操作。圖1A說明了本文所述的發明性構思的(許多可能應用當中的)一種可能應用。行動裝置10(例如，行動電話)與無線收發站15無線地通信。行動裝置10可以包括本文所述的數字預校正，以提高它所發送的信號的質量，即，以校正在其傳輸硬體中(例如，在其I/Q調製器中)的所謂的「I/Q減損」。類似地，無線收發站15可以對它接收到的信號應用數字後校正，以校正在其接收硬體中(例如，在其I/Q解調器中)的I/Q減損。此外，無線收發站和行動裝置可以角色互換地應用相同的預校正和後校正，即，針對在相反方向上的傳輸。圖1B說明了本文所述的發明性構思的另一種可能應用。測試發送器20向被測接收器25發送信號。測試發送器20可以執行本文所述的數字預校正來校正其自身的I/Q減損，並因此提高其傳輸的質量。例如，由於數字預校正的使用，測試發送器20可以對鏡像抑制實現更高的標準。因而，在接收器捕捉到的信號中測量出的失真(例如，I/Q減損)可以歸咎於接收器的缺陷。圖1C說明了本文所述的發明性構思的更另一種可能應用。測試接收器35接收由被測發送器30發送的信號。測試接收器採用本文所述的數字後校正來校正其自身的I/Q減損。因而，相比沒有後校正情況，接收器可以滿足針對鏡像抑制的更高的標準。因此，在接收器捕捉到的信號中測量出的任何失真(例如，I/Q減損)可以清楚地指向發送器的缺陷。用於接收器的寬帶校正方法在一組實施例中，用於在一個頻率範圍內補償接收器的I/Q減損的方法100可以涉及圖2A中所示的操作。在110，接收器可以接收模擬輸入信號。模擬輸入信號可以從傳輸介質接收。傳輸介質是允許信號能量的傳輸的介質。例如，傳輸介質可以是自由空間、大氣、地球或者地球表面的某個部分、電力電纜、光纖電纜、諸如海洋的水體。在115，接收器可以對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相(I)信號和模擬正交(Q)信號。I/Q解調的過程在通信領域是眾所周知的。通常，I/Q解調涉及混合模擬輸入信號與一對正交載波。例如，該混合可以根據以下模型來解釋：I(t)＝y(t)cos(ωt)Q(t)＝y(t)sin(ωt)在有些實施例中，模擬I信號和模擬Q信號可以解釋為基帶信號，即，作為複數基帶信號的分量。在其它實施例中，模擬I信號和模擬Q信號可以解釋為中頻(IF)信號。在120，接收器可以對模擬I信號和模擬Q信號進行數位化，以分別產生數字I信號和數字Q信號。(術語「數位訊號」是要暗示採樣信號，而不是兩態信號(two-statesignal))。因而，接收器可以包括一對模數轉換器(ADC)。在125，數字I信號和數字Q信號可以根據數字濾波器的2x2矩陣來濾波，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。濾波可以涉及根據以下關係應用數字濾波器的2x2矩陣(hij)：IF(n)＝h11(n)*I(n)+h12*Q(n)QF(n)＝h21(n)*I(n)+h22(n)*Q(n)其中符號「＊」代表卷積。(應當注意，在本專利公開內容的其它地方，依賴於特定的情況，符號「＊」可以指卷積或相乘。作為上標，「＊」表示復共軛。)數字濾波器的2x2矩陣可以補償(或者，至少部分補償)接收器在一個頻率範圍(諸如寬到足以覆蓋所發送的通信信號的帶寬或者接收器的瞬時帶寬的頻率範圍)內的I/Q減損。(用於測量I/Q減損的過程在本專利公開內容中稍後詳細討論。)換句話說，數字濾波器使接收器的輸入-輸出行為更嚴密地近似沒有I/Q減損的理想接收器。響應於將在任意頻率ω下的純正弦音調應用為輸入，理想的接收器將產生振幅相等且相位分開90度的信號I(n)和Q(n)，即，沒有增益不平衡並且沒有相位歪斜。數字濾波器的2x2矩陣可以具有以下屬性。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。例如，如果利用增益不平衡函數g(f)和相位歪斜函數來表徵I/Q減損，其中f覆蓋頻率範圍，則分量h22(或者分量h11，或者分量h11和h22中每一個)的頻率響應可以基於函數g(f)、g(-f)、和來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。說數字I信號和數字Q信號的濾波是「根據數字濾波器的2x2矩陣」執行的並不是要暗示：接收器(或者用於實現濾波的任何設備)必須包括實現與零的簡單相乘(trivialmultiplicationbyzero)的濾波電路(當2x2矩陣的對應元素恆等於零時)、或者實現與零的簡單相加(trivialadditionbyzero)的加法器。作為例子，如果h12＝0，則IF(n)可以僅利用一個卷積電路根據簡化的表達式IF(n)＝h11(n)*I(n)來計算。類似地，如果2x2矩陣的一個分量在時間n＝0是單位脈衝，則接收器不需要包括乘法器來執行簡單卷積(trivialconvolution)。例如，如果h11(n)＝0，則IF(n)可以只利用一個卷積單元和一個加法器根據表達式IF(n)＝I(n)+h12(n)*Q(n)來簡單地來計算。因而，「根據數字濾波器的2x2矩陣」濾波不一定在所有情況下都需要卷積電路的完全2x2陣列。在有些實施例中，濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號能用於恢復信息位的流。接收器(或者諸如主計算機的另一個處理代理)可以通過對濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號執行符號解調來恢復信息位流。在符號解調中，向量信號(IF(n),QF(n))可以被十中取一，以確定複數符號的序列，並且每個複數符號都可以被映射到給定星座(constellation)(複平面內點的集合)中最接近的星座點。結果產生的複數點的序列確定信息位的流。在有些實施例中，接收器包括數位化器，其中該數位化器執行上述數位化和濾波的動作。術語「數位化器」要暗示被校準到已知標準的儀器。例如，對於I信道和Q信道，模擬輸入和數字輸出之間的關係都被校準到已知的標準。在有些實施例中，接收器是諸如向量信號分析器(VSA)的測試儀器。(術語「向量信號」是覆信號或I/Q信號的同義詞)。測試儀器可以從發送器(例如被測發送器)接收模擬輸入信號。模擬輸入信號是響應於發送器把發送信號發送到傳輸介質上的動作而接收的。測試儀器可以配置為補償其自身的I/Q減損，但是不補償發送器的I/Q減損。在測試和測量的情況下，能夠準確測量並報告被測設備的減損而不是補償該設備的減損是很重要的。因而，對於測試儀器，優選的是(接收器的減損補償所基於的)接收器的I/Q減損的測量不包括發送器的I/Q減損。本專利公開內容描述了用於僅測試接收器減損的方法。測試儀器一般而言用來執行被測設備(DUT)或被測系統(SUT)的測試。測試儀器一般而言包括一個或多個用於連接到SUT的輸入和輸出。輸入和輸出可以是模擬的、數字的、射頻的等等，例如，處於各種電壓電平和頻率。測試儀器一般而言能夠執行一個或多個測試或特徵。例如，測試儀器可以配置為捕捉並分析波形、計算所測量出的功率、生成在被編程的頻率下的音調、等等。測試儀器通常也被校準，以便關於其I/O實現規定的準確水平。最後，測試儀器通常包括用戶接口，以便規定測試儀器應當如何運轉。在其它情況下，可以預期接收器補償發送器的減損和它自身的減損。因而，數字濾波器的2x2矩陣可以基於發送器和接收器組合的I/Q減損的測量來計算。關於基於作為f的函數的減損和作為-f的函數的減損來計算頻率響應的相同原理在這裡也適用。在有些實施例中，濾波操作125可以在諸如FPGA的可編程硬體元件上，或者在諸如專用集成電路(ASIC)的專用數字電路系統中執行。可以為可編程硬體元件或專用數字電路系統提供驅動ADC轉換的相同採樣時鐘。在有些實施例中，濾波操作125可以由處理器響應於程序指令的執行而執行。處理器可以被併入作為接收器的一部分，或者作為諸如主計算機或控制器板的另一系統的一部分。如上所述，2x2矩陣的至少一個對角分量是基於作為f的函數的I/Q減損的測量和作為-f的函數的I/Q減損的測量來計算的。在有些實施例中，「至少一個對角」應當解釋為「確切地一個對角」，並且2x2矩陣的另一個對角分量是離散時間單位脈衝函數(例如，在時間零處取值一，在其它地方取值零)。如上所述，2x2矩陣的至少一個非對角分量是基於作為f的函數的I/Q減損的測量和作為-f的函數的I/Q減損的測量來計算的。在有些實施例中，「至少一個非對角」應當解釋為「確切地一個非對角」，並且2x2矩陣的另一個非對角分量是零函數。處於頻率f和頻率-f的接收器減損之間的約束在有些實施例中，可以假設接收器在正頻率上的I/Q減損和接收器在負頻率上的I/Q減損是函數相關的。在一種這樣的實施例中，數字濾波器的2x2矩陣的計算可以如下簡化。2x2矩陣的一個對角分量在該頻率範圍內的任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。例如，如果I/Q減損由增益不平衡函數g(f)和相位歪斜函數表徵，則分量h22的頻率響應H22(f)可以僅基於g(f)的測量和的測量來計算，其中f包括獲得到測量的頻率。此外，2x2矩陣的一個非對角分量在頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在有些實施例中，在頻率f下的I/Q減損和在頻率-f下的I/Q減損被約束成使得在f下的I/Q減損由在-f下的I/Q減損來確定，或者使得在頻率-f下的I/Q減損由在f下的I/Q減損來確定。例如，在頻率f下的增益不平衡和在頻率-f下的增益不平衡可以被約束成相等，並且在頻率f下的相位歪斜和在頻率-f下的相位歪斜可以被約束成相等(或者是彼此的負數)。在有些實施例中，假設增益不平衡是偶數並且假設相位歪斜是奇數。在這些實施例中，2x2矩陣的兩個非對角分量可以設置成零；一個對角分量可以對應於純直通濾波器(即，單位頻率響應)；並且另一個對角分量在任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在有些實施例中，2x2矩陣的兩個對角分量都可以對應於純直通濾波器；一個非對角分量可以設置成零；並且另一個非對角分量在任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。配置用於寬帶校正的接收器在一組實施例中，接收器200可以如圖2B中所示那樣來配置。(接收器200可以包括以上聯繫方法100所述的特徵的任意子集)。接收器200可以包括I/Q解調器210、數位化單元215和數字電路220。I/Q解調器210可以配置為接收模擬輸入信號y(t)並且對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相(I)信號和模擬正交(Q)信號，表示為I(t)和Q(t)。I/Q解調器可以從本地振蕩器電路接收一對正交載波。數位化單元215可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號進行數位化，以分別產生被表示為I(n)和Q(n)的數字I信號和數字Q信號。數位化單元215可以從時鐘發生電路接收轉換時鐘。數位化單元包括I-信道ADC和Q-信道ADC，每個都被相同的轉換時鐘驅動。數字電路220可以配置為根據數字濾波器的2x2矩陣對數字I信號和數字Q信號進行濾波(如上所述)，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。數字濾波器的2x2矩陣可以配置為補償(或者，至少部分補償)接收器在一個頻率範圍內的I/Q減損。當利用數字濾波器的2x2矩陣編程時，數字電路使接收器200的行為更像數學上理想的接收器，即，具有理想I/Q解調器和理想數位化單元的接收器。在有些實施例中，數字電路220由可編程硬體元件或者諸如ASIC的專用數字電路系統來實現(或者，作為可編程硬體元件或者諸如ASIC的專用數字電路系統的一部分)。在有些實施例中，數字電路220是被配置為執行程序指令的處理器(或者包括該處理器，或者由該處理器實現)。在一種實施例中，處理器是諸如主計算機的計算機系統或者控制器板的一部分。在有些實施例中，接收器200可以包括用於通過對濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號執行符號解調來恢復信息位流的裝置。恢復裝置可以包括以下任意一個或多個：在接收器上執行的處理器、在主計算機上執行的處理器、在控制器板(例如，連同接收器一起安裝在儀器儀表機箱(instrumentationchassis)上的控制器板)上執行的處理器、可編程硬體元件、ASIC。在有些實施例中，接收器200是(或者包括)測試儀器。參見以上對測試儀器的概念的討論。用於把接收器配置為執行減損校正的方法在一組實施例中，用於配置接收器的方法300可以涉及圖3中所示的操作。方法300可以用來把接收器配置為至少部分地補償接收器的I/Q減損。方法300可以由計算機系統響應於程序指令的執行來實現。(方法300可以包括以上所述特徵的任意子集)。在310，計算機系統可以接收接收器在一個頻帶上的I/Q減損的測量。(「在一個頻帶上」指測量包括在該頻帶內的多個不同頻率的測量，例如，這些不同頻率均勻地或者不均勻地覆蓋該頻帶)。接收器可以包括I/Q解調器、一對模數轉換器(ADC)以及數字電路，例如，如上所述。I/Q解調器可以配置為從模擬輸入信號生成模擬I信號和模擬Q信號。ADC可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號進行採樣，以分別獲得數字I信號和數字Q信號。數字電路可以配置為對數字I信號和數字Q信號進行濾波，以獲得濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。(參見以上對實現數字電路的各種途徑的討論)。在315，計算機系統可以基於該測量計算數字濾波器的2x2矩陣。可以計算數字濾波器的2x2矩陣，以便實現對接收器在該頻帶上的I/Q減損的至少部分補償。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算。在320，計算機系統可以對數字電路進行編程，以實現數字濾波器的2x2矩陣，其中，當這樣被編程時，數字電路被配置為至少部分地補償接收器在該頻帶上的I/Q減損。對數字電路進行編程的動作涉及把數字濾波器的2x2矩陣(或者規定那些濾波器的參數)傳送到數字電路或者數字電路使用的存儲器。用於發送器的寬帶校正方法在一組實施例中，用於補償發送器的I/Q減損的方法400可以涉及圖4中所示的操作。在410，可以接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號。數字I信號和數字Q信號可以被解釋為復值信號I(n)+jQ(n)的分量。例如，作為根據給定星座的符號調製的結果，數字I信號和數字Q信號可以攜帶一個或多個信息位流。在有些實施例中，數字I信號和數字Q信號可以解釋為復值基帶信號或中頻(IF)信號的分量。在415，數字I信號和數字Q信號可以根據數字濾波器的2x2矩陣來濾波，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。(濾波操作可以由發送器或者其它一些代理來執行)。濾波操作可以涉及根據以下關係來應用數字濾波器的2x2矩陣(hij)：IF(n)＝h11(n)*I(n)+h12(n)*Q(n),QF(n)＝h21(n)*I(n)+b22(n)*Q(n).數字濾波器的2x2矩陣可以預補償(或者，至少部分預補償)發送器在一個頻率範圍上(例如在寬到足以覆蓋要發送的通信信號的帶寬的頻率範圍上)的I/Q減損。數字濾波器的2x2矩陣可以具有以下屬性。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。例如，如果I/Q減損由增益不平衡函數g(f)和相位歪斜函數來表徵，其中f覆蓋該頻率範圍，則數字濾波器h22(或者數字濾波器h11，或者數字濾波器h11和h22中的每一個)的頻率響應可以基於g(f)、g(-f)、和來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。在接收器100的描述中，我們謹慎地限定(qualify)「根據數字濾波器的2x2矩陣」進行濾波的意思。那些相同的限定在這裡適用於發送器補償。在420，發送器可以把濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號轉換成模擬形式，以分別獲得模擬I信號和模擬Q信號。在425，發送器可以對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。調製了的模擬信號可以發送到傳輸介質上，例如，如上所述的傳輸介質。接收器可以接收調製了的模擬信號，可能以噪聲擾動和信道失真形式。以上，我們把數字濾波器的2x2矩陣描述為「預補償」發送器的I/Q減損。這是因為I/Q減損發生在數字濾波器的應用之後，尤其是在I/Q調製階段。因而，2x2矩陣可以解釋為應用逆失真，這種逆失真連同接下來的失真一起將給出對總體恆等映射的近似。在有些實施例中，濾波操作415可以在諸如FPGA的可編程硬體元件(PHE)或者在諸如專用集成電路(ASIC)的專用數字電路系統中執行。在有些實施例中，濾波操作415可以由處理器(例如主計算機系統或儀器儀表控制器板的處理器)響應於程序指令的執行而執行。在有些實施例中，發送器是測試儀器(例如，任意波形發生器或向量信號發生器)。測試儀器可以向接收器(例如被測接收器)發送調製了的模擬信號。在測試和測量的情況下，測試儀器校正其自身的減損但不校正接收器的減損是很重要的。因而，在這種情況下，上述(發送器的預補償所基於的)發送器的I/Q減損的測量優選不包括接收器的I/Q減損。本專利公開內容描述用於僅測量發送器減損(與接收器減損清楚地分開)的方法。在有些情況下，可能預期發送器校正接收器的減損及其自身的減損。因而，數字濾波器的2x2矩陣可以基於發送器和接收器組合的I/Q減損的測量來計算。關於基於作為f的函數的減損和作為-f的函數的減損計算頻率響應的相同原理在這裡也適用。在頻率f和頻率-f下的發送器減損之間的約束在有些實施例中，可以假設發送器在正頻率上的I/Q減損和發送器在負頻率上的I/Q減損是函數相關的。在一種這樣的實施例中，數字濾波器的2x2矩陣的計算可以如下簡化。2x2矩陣的至少一個對角分量在該頻率範圍內的任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。例如，如果I/Q減損由增益不平衡函數g(f)和相位歪斜函數表徵，則分量h22的頻率響應值H22(f)可以僅基於g(f)的測量和的測量來計算，其中f包括已獲得測量的頻率。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量在頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在有些實施例中，在頻率f下的I/Q減損和在頻率-f下的I/Q減損被約束成使得在f下的I/Q減損由在-f下的I/Q減損確定，或者使得在頻率-f下的I/Q減損由在f下的I/Q減損確定。例如，在頻率f下的增益不平衡和在頻率-f下的增益不平衡可以約束成相等，並且在頻率f下的相位歪斜和在頻率-f下的相位歪斜可以約束成相等(或者作為替代，是彼此的負數)。在有些實施例中，假設增益不平衡是偶數並且假設相位歪斜是奇數。於是，2x2矩陣的兩個非對角分量可以設置成零；一個對角分量可以對應於純直通濾波器(即，單位頻率響應)；並且另一個對角分量在任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。在有些實施例中，2x2矩陣的兩個對角分量都可以對應於純直通濾波器；一個非對角分量可以設置成零；並且另一個非對角分量在任意頻率f下的頻率響應可以僅基於在頻率f下的I/Q減損的測量(或者作為替代，僅基於在頻率-f下的I/Q減損的測量)來計算。為寬帶校正配置的發送器在一組實施例中，發送器500可以如圖5中所示那樣配置。(發送器500可以併入以上聯繫方法400所述的特徵的任意子集)。發送器500可以包括數字電路510、數模轉換器(DAC)單元515和I/Q調製器520。數字電路510可以配置為接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號，並且利用數字濾波器的2x2矩陣對數字I信號和數字Q信號進行濾波，以產生濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。(濾波可以如以上以各種不同方式所述的那樣執行)。數字I信號和數字Q信號可以攜帶一個或多個信息位流。可以計算數字濾波器的2x2矩陣，以便預補償(或者，至少部分預補償)發送器在一個頻率範圍內的I/Q減損。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的I/Q減損的測量和作為頻率的負數的函數的I/Q減損的測量來計算。數字電路510被說成「預補償」發送器的I/Q減損，因為I/Q減損在數字電路之後的發送器階段中發生，尤其是在I/Q調製器520中。因而，數字電路(通過應用數字濾波器的2x2矩陣)對覆信號I(n)+jQ(n)引入了預失真，使得其後跟隨著後續減損的預失真的淨效果將近似於沒有I/Q減損的理想發送器。換句話說，數字電路施加逆失真，該逆失真與主體失真(subjectdistortion)相結合來近似恆等映射(即，恆等於單位函數(unity)的頻率響應函數)。DAC單元515可以配置為把濾波了的I和Q信號轉換成模擬形式，以便獲得相應的模擬I信號和模擬Q信號。DAC單元515可以從時鐘發生單元接收轉換時鐘。數字電路510可以接收相同的轉換時鐘，使得它以與DAC單元把樣本轉換成模擬形式(I(t),Q(t))的相同速率生成複數樣本(IF(n),QF(n))。I/Q調製器520可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。調製了的模擬信號可以通過傳輸介質發送到接收器。I/Q調製的概念在通信領域中是眾所周知的。例如，I/Q調製可以通過以下表達式來建模：x(t)＝I(t)cos(ωt)-Q(t)sin(ωt)＝Re{(I(t)+jQ(t))exp(jωt)},其中ω是載波頻率。在有些實施例中，數字電路510由可編程硬體元件或者諸如ASIC的專用數字電路系統實現(或者，作為可編程硬體元件或者諸如ASIC的專用數字電路系統實現的一部分)。在有些實施例中，數字電路510是配置為執行程序指令的處理器(或者包括該處理器，或者由該處理器實現)。在一種實施例中，處理器是諸如主計算機系統的計算機系統或者控制器板的一部分。在有些實施例中，發送器500可以是測試儀器。參見以上在方法400情況下對測試儀器的討論。用於為減損校正而配置發送器的方法在一組實施例中，用於配置發送器的方法600可以涉及圖6中所示的操作。方法600可以用來把發送器配置為至少部分地補償發送器的(或者由發送器引入的)I/Q減損。方法600可以由計算機系統響應於程序指令的執行而執行。在610，計算機系統可以接收發送器在一個頻率範圍內的I/Q減損的測量。(「在一個頻率範圍內」暗示I/Q減損的測量是在該頻率範圍內的多個頻率(例如，均勻地或者不均勻地覆蓋該頻率範圍的頻率)下獲得的)。發送器可以包括數字電路、一對數模轉換器(DAC)以及I/Q調製器。數字電路可以配置為對數字I信號和數字Q信號進行濾波，以分別獲得濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號。這對DAC可以被配置為把濾波了的數字I信號和濾波了的數字Q信號轉換成模擬形式，以便分別獲得模擬I信號和模擬Q信號。I/Q調製器可以配置為利用模擬I信號和模擬Q信號調製承載信號，以獲得調製了的承載信號。調製了的承載信號可以通過傳輸信道發送到接收器。在615，計算機系統可以基於該測量計算數字濾波器的2x2矩陣。可以計算數字濾波器的2x2矩陣，以實現對接收器在該頻率範圍內的I/Q減損的預補償(或者，至少部分預補償)。2x2矩陣的至少一個對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量的頻率響應可以基於作為頻率的函數的測量和作為頻率的負數的函數的測量來計算。在620，計算機系統可以對數字電路進行編程，以實現數字濾波器的2x2矩陣，其中，當這樣被編程時，數字電路被配置為至少部分地預補償該頻率範圍內的I/Q減損。對數字電路進行編程的動作涉及把數字濾波器(或者規定濾波器的參數)傳送到數字電路或者由數字電路使用的參數存儲器。在各種實施例中，數字電路可以是可編程硬體元件、專用集成電路(ASIC)、在程序指令的控制下執行的處理器，或者其任意組合。用於寬帶減損補償的數字濾波器的推導如上所述，數字濾波器的2x2矩陣可以用來補償在接收器或發送器的I/Q減損。(實際上，發送器和接收器都可以採用矩陣補償，每個都利用其自身的2x2補償矩陣。發送器的補償矩陣可以基於發送器的I/Q減損來計算，而接收器的補償矩陣可以基於接收器的I/Q減損來計算)。這部分將推導在2x2矩陣具有圖7所示的特殊形式的特殊情況下用於數字濾波器的頻率響應。由於增益不平衡g和相位歪斜是相關測量，因此我們有自由把增益不平衡和相位歪斜建模為僅由於一個信道(I或Q)的失真，而另一個信道是理想的。圖7代表把增益不平衡和相位歪斜都建模為僅由於Q信道上失真的選擇。圖8說明了相反的選擇。(因而，頻率響應H11和H12用來實現補償，而H22＝1並且H21＝0)。還可以把增益不平衡建模為僅由於一個信道上的振幅失真，把相位歪斜建模為僅由於相對信道上的相位失真。作為再另一種另選方案，可以把增益不平衡和/或相位歪斜建模為由於兩個信道上的部分失真，例如，如圖9所提出的。因而，數字補償可以利用全部四個頻率響應H11、H12、H21和H22來執行。在理解基於圖7的以下推導之後，本領域技術人員將發現把相同的數學原理應用到所有其它情況是很簡便的。圖7可以解釋為由接收器的數字電路220執行的濾波操作或者由發送器的數字電路510執行的濾波操作。因而，以下推導同時適用於發送器的補償矩陣和接收器的補償矩陣。雖然補償是數字方式來應用的，但是為了簡化，以下推導將關於連續的時間t來表示。為了實現補償，我們尋找頻率響應U(ω)和V(ω)，以使得，對於在頻帶(例如，關於零對稱的頻帶)內的所有頻率ω或者至少在可以獲得減損g(ω)和的測量的選定頻率處，失真的信號被變換成校正了的信號cos(ωt)+jsin(ωt)。g(ω)是對應於頻率ω的增益不平衡，而是對應於頻率ω的相位歪斜。因而，我們獲得等式：其中「＊」表示卷積，其中u(t)和v(t)是分別對應於頻率響應U(ω)和V(ω)的脈衝響應。通過進行替換cos(θ)＝(1/2){exp(jθ)+exp(-jθ)}sin(θ)＝(-j/2){exp(jθ)-exp(-jθ)}我們獲得等式由於exp(jωt)和exp(-jωt)的線性獨立性，我們獲得以下兩個等式：因為等式(b)對所有ω成立，我們可以用-ω來替代ω，因而獲得以下等式(b』)。等式(a)和(b』)規定了未知向量[U(ω),V(ω)]T中的矩陣等式，其解由下式給出：觀察到U(ω)和V(ω)分別都依賴於g(ω)、g(-ω)、和(數字濾波器的)頻率響應依賴於在ω和-ω下的減損信息的這種屬性通常比用圖7的特殊矩陣形式更適用。實際上，它適用於任何形式的補償矩陣。還觀察到U和V關於頻率是共軛對稱的：U(-ω)＝U(ω)*andV(-ω)＝V(ω)*,如對於其脈衝響應完全是實數的濾波器所預期的。為了簡化設計對應於頻率響應U(ω)和V(ω)的數字濾波器(脈衝響應)的過程，依照其偶數部分和奇數部分來表示那些頻率響應會是有用的：U(ω)＝A(ω)+B(ω)A(ω)＝(1/2){U(ω)+U(-ω)}B(ω)＝(1/2){U(ω)-U(-ω)}V(ω)＝C(ω)+D(ω)C(ω)＝(1/2){V(ω)+V(-ω)}D(ω)＝(1/2){V(ω)-V(-ω)}.在時域，對應的表示是：u(t)＝a(t)+b(t)a(t)＝(1/2){u(t)+u(-t)}b(t)＝(1/2){u(t)-u(-t)}v(t)＝c(t)+d(t)c(t)＝(1/2){v(t)+v(-t)}d(t)＝(1/2){v(t)-v(-t)},其中u、a、b、v、c和d是分別對應於頻率響應U、A、B、V、C和D的脈衝響應。利用以上為U(ω)和V(ω)推導的表達式，接著有：以上表達式可以用來基於測量的或估計的減損函數g和計算頻率響應U和V。這些表達式同等適用於在接收器的後補償或者在發送器的預補償。換句話說，用於預校正I/Q減損g(f)和的頻率響應U(ω)和V(ω)與用於後補償那些相同I/Q減損的頻率響應相同。計算出的頻率響應U和V可以用來利用各種已知的濾波器設計算法中任意一種確定對應的脈衝響應u(n)和v(n)。關於具有奇頻率響應的濾波器的注意事項給定具有奇頻率響應B(ω)的濾波器，基本的事實是由EB(ω)＝jB(ω)sgn(ω)給出的函數EB(ω)是偶數的並且具有如下屬性：b(t)*x(t)＝HT(eB(t)*x(t)).其中HT是Hilbert變換算子，其中b(t)是對應於B(ω)的脈衝響應，並且x(t)是任意輸入函數，其中sgn(ω)在ω大於零時為1並且在ω小於零時為-1。如果我們把這個事實應用到來自以上討論的奇函數B(ω)和D(ω)，則我們將得到對應的偶函數：關於偶數g(ω)和奇數的特殊情況的注意事項在許多情形下，增益不平衡函數可以建模為偶數並且相位歪斜函數可以建模為奇數，即，g(ω)＝g(-ω)和在這些約束下，U(ω)＝0並且V(ω)是複數。關於偶數g(ω)和偶數的特殊情況的注意事項以上為U(ω)和V(ω)導出的表達式通常是復值。但是，當增益不平衡和相位歪斜函數是偶數時，即，g(ω)＝g(-ω)和則U(ω)和V(ω)變成實數值：對在單個頻率下的後校正接收器減損的常量矩陣在一組實施例中，用於操作接收器(或者操作包括接收器的系統)的方法1000可以涉及圖10中所示的操作。在1010，接收器可以接收模擬輸入信號。模擬輸入信號可以從傳輸介質接收，例如，如上所述。在1015，接收器可以對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相(I)信號和模擬正交(Q)信號，例如，如上所述。在1020，接收器可以對模擬I信號和模擬Q信號進行數位化，以分別產生數字I信號和數字Q信號。在1025，接收器可以根據常量2x2矩陣c＝(cij)變換數字I信號和數字Q信號，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。變換可以通過應用以下矩陣相乘來執行：其中IR(n)和QR(n)分別代表結果數字I信號和結果數字Q信號。2x2矩陣c可以配置為後補償(或者，至少部分後補償)接收器在特定頻率f下的測量的I/Q減損。矩陣c可以具有以下屬性。對角元素c11和c22中至少一個可以基於接收器在頻率f下的測量的I/Q減損來計算。例如，係數c22可以作為測量的值g(f)和/或測量的值的函數來計算，其中g是增益不平衡函數，而是相位歪斜函數。類似地，非對角元素c12和c21中至少一個可以基於接收器在頻率f下的測量的I/Q減損來計算。例如，係數c21可以作為測量的值g(f)和/或測量的值的函數來計算。在有些實施例中，這四個矩陣元素中的每一個都類似地計算(即，基於在f下測量出的減損)。對於矩陣c的一種可能實施例，參見「在單個頻率下執行傳統的減損補償」部分。令cij(f)表示用來根據在頻率f下的I/Q減損確定係數cij的函數表達式。由於函數表達式cij(f)關於頻率f的連續性，因此矩陣c(f)是對矩陣c(f+Δf)的良好近似，只要Δf足夠小就可以。因而，當接收器使用矩陣c(f)執行變換操作1025時，接收器將在f周圍的頻率附近實現至少部分補償。補償的質量通常將隨著Δf絕對值的增加而降級。在有些實施例中，模擬輸入信號是純正弦音調，例如，在頻率f下的音調或者在頻率f+fLO下的音調，其中fLO是接收器的本地振蕩器的頻率。在其它實施例中，模擬輸入信號是攜帶二進位信息流的通信信號。在有些實施例中，矩陣c具有其一個對角元素為一的附加屬性。在有些實施例中，矩陣c具有其一個非對角元素為零的附加屬性。在有些實施例中，矩陣c具有以下特殊形式之一：如上所述，變換操作1025是「根據2x2矩陣」執行的。那個限定短語不意味著需要接收器包括實現與一的簡單相乘(或者與零的簡單相加)的乘法器(或加法器)。例如，在以上給出的第一種特殊形式中，結果數字I信號等於數字I信號：IR(n)＝I(n)。這完全不需要計算。可以簡單地把I(n)輸入傳遞到IR(n)輸出。在一組實施例中，接收器1100可以如圖11中所示的那樣配置。(接收器1100可以併入以上聯繫方法1000所述的特徵的任意子集)。接收器1100可以包括I/Q解調器1110、數位化單元1115和數字電路1120。I/Q解調器1110可以配置為接收模擬輸入信號，並且對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相(I)信號和模擬正交(Q)信號。模擬輸入信號可以從傳輸介質接收，如上所述。數位化單元1115可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號進行數位化，以分別產生數字I信號和數字Q信號。數字電路1120可以配置為根據常量的2x2矩陣變換數字I信號和數字Q信號，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。2x2矩陣可以配置為至少部分地補償接收器在特定頻率f下的I/Q減損。對應於2x2矩陣的第一個對角元素的第一個常量可以基於接收器在頻率f下的測量的I/Q減損來計算。此外，對應於2x2矩陣的第一個非對角元素的第二個常量可以基於接收器在頻率f下的測量的I/Q減損來計算。在有些實施例中，這四個常量中的每一個都類似地計算(即，基於在f下的測量的減損)。在一組實施例中，用於配置接收器的方法1200可以涉及圖12中所示的操作。方法1200可以用來把接收器配置為至少部分地補償接收器在給定頻率f下的I/Q減損。方法1200可以由計算機系統響應於程序指令的執行來實現。(方法1200可以包括以上聯繫圖10和11所述的特徵的任意子集)。在1210，計算機系統可以接收接收器在頻率f下的測量的I/Q減損。接收器可以包括I/Q解調器、模數轉換(ADC)單元和數字電路，例如，如以上聯繫圖10和11所描述的。I/Q解調器可以配置為根據模擬輸入信號生成模擬I信號和模擬Q信號。ADC單元可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號進行採樣，以分別獲得數字I信號和數字Q信號。數字電路可以配置為變換數字I信號和數字Q信號，以獲得結果數字I信號和結果數字Q信號。(參見以上對實現數字電路的各種途徑的討論)。在1215，計算機系統可以基於在頻率f下測量出的I/Q減損計算常量的2x2矩陣。可以計算該2x2矩陣，以實現對在頻率f下測量出的I/Q減損的至少部分補償。2x2矩陣的至少一個對角分量可以基於在頻率f測量出的I/Q減損來計算。此外，2x2矩陣的至少一個非對角分量可以基於在頻率f下測量出的I/Q減損來計算。在1220，計算機系統可以對數字電路進行編程，以實現常量的2x2矩陣，其中，當這樣被編程時，數字電路配置為至少部分地補償在頻率f下測量出的I/Q減損。對數字電路進行編程的動作涉及把2x2矩陣(或者規定該矩陣的信息)傳送到數字電路或者數字電路所使用的存儲器。在單個頻率下的真正矩陣預校正在一組實施例中，用於補償發送器在特定頻率f下的I/Q減損的方法1300可以涉及在圖13中所示的操作。在1310，可以接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號(例如，如以上以各種不同形式描述的)。在有些實施例中，數字I信號和數字Q信號一起可以代表在頻率f下的復指數音調。在其它實施例中，數字I信號和數字Q信號可以攜帶相應的二進位信息流。數字I信號和數字Q信號可以是複數基帶信號或者複數中頻信號的分量。在1315，數字I信號和數字Q信號可以根據常量的2x2矩陣c＝(cij)來變換，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。(變換可以由發送器或某種其它代理執行)。變換可以由以下矩陣相乘來描述：其中IR(n)和QR(n)分別代表結果數字I信號和結果數字Q信號。2x2矩陣可以配置為預補償(或者，至少部分預補償)發送器在頻率f下的I/Q減損。參見以上關於「預補償」本質的討論。簡而言之，變換的應用引入逆失真，這種逆失真與接下來的發送器階段的失真相結合，使得發送器的輸入-輸出行為看起來更理想。應當注意，以上關於「根據2x2矩陣」變換的意義的討論在這裡也適用。2x2矩陣c可以具有以下屬性。對角元素c11和c22中至少一個可以基於在頻率f下的I/Q減損的測量和在頻率-f下的I/Q減損的測量來計算。例如，對角元素c22可以基於g(f)、g(-f)、和中的每一個的測量出的值來計算，其中g是增益不平衡函數，而是相位歪斜函數。例如，對角元素c22可以基於g(f)、g(-f)、和中的每一個的測量出的值來計算，其中g是增益不平衡函數，而是相位歪斜函數。此外，非對角元素c12和c21中的至少一個可以基於在頻率f下的測量和在頻率-f下的測量來計算。在有些實施例中，這四個係數中的每一個都可以基於在頻率f下的測量和在頻率-f下的測量來計算。對於矩陣c的一種可能實施例，參見「計算真正的單點向量校準常量」部分。測量出的減損可以是在破壞的輸出(即，I/Q調製器)處測量出的減損，並且，如果可以在輸入處測量的話，就會與該減損不同。作為替代，該方法可以包括把在+f和-f下的輸出減損變換成僅在+f下的輸入減損，然後利用僅在+f下的輸入減損根據簡化的公式計算矩陣常量。變換可以如下推導。首先，利用等式(7.9)和(7.10)基於在+f和-f下的輸出減損導出對U(f)和V(f)的專用表達式，其中gin(f)＝gin(-f)＝1並且然後，基於等式(7.7)計算輸入減損gin(f)和其中gout(f)＝1並且然後，矩陣常量可以基於gin(f)和來確定，例如，根據關係和通過操作1315實現的補償的質量將受到減損測量的質量的限制。本專利公開內容描述了用於在任何給定頻率下、或者在整個頻率範圍內獲得發送器的I/Q減損的質量測量的方法。令cij(f)表示用來根據在頻率f下的I/Q減損和在頻率-f下的I/Q減損確定係數cij的函數表達式。由於函數表達式cij(f)關於頻率f的連續性，因此矩陣c(f)是對矩陣c(f+Δf)的良好近似，只要Δf足夠小就可以。因而，當發送器使用矩陣c(f)執行變換操作1315時，發送器將在f周圍的頻率附近實現至少部分補償。補償的質量通常將隨著Δf絕對值的增加而降級。在1320，發送器可以把結果數字I信號和數字Q信號轉換成模擬形式，以便獲得相應的模擬I信號和模擬Q信號。在1325，發送器可以對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號，例如，如上所述。在有些實施例中，矩陣c具有以下特殊形式之一：在以上第一種特殊形式中，常量c21和c22可以基於值A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)來計算，如在「計算真正的單點向量校準常量」部分中所描述的，尤其是在等式(1.81)和(1.82)。在有些實施例中，變換1315可以在諸如FPGA的可編程硬體元件上或者在諸如專用集成電路(ASIC)的專用數字電路系統中執行。可以為可編程硬體元件或專用數字電路系統提供驅動ADC轉換的相同採樣時鐘。在有些實施例中，變換1315可以由處理器響應於程序指令的執行來執行。處理器可以被併入作為發送器的一部分或者作為諸如主計算機或控制器板的另一系統的一部分。在一組實施例中，發送器1400可以如圖14中所示的那樣配置。(發送器1400可以包括以上聯繫方法1300所述的特徵的任意子集)。發送器1400可以包括數字電路1410、DAC單元1415和I/Q調製器1420。數字電路1410可以配置為接收數字同相(I)信號和數字正交(Q)信號，並且根據常量的2x2矩陣變換數字I信號和數字Q信號，以產生結果數字I信號和結果數字Q信號。數字電路1410可以按各種形式中的任意一種實現，例如，如以上聯繫方法1300以各種不同方式描述的。DAC單元1415可以配置為把結果數字I信號和結果數字Q信號轉換成模擬形式，以便分別獲得模擬I信號和模擬Q信號。I/Q調製器1420可以配置為對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。2x2矩陣配置為至少部分預補償發送器在頻率f下的I/Q減損。對應於2x2矩陣的第一個對角元素的第一個常量可以基於在頻率f下的I/Q減損的測量和在頻率-f下的I/Q減損的測量來計算。對應於2x2矩陣的第一個非對角元素的第二個常量可以基於在頻率f下的測量和在頻率-f下的測量來計算。「在頻率f下的減損」的意思本公開內容重複地使用術語「在頻率f下的I/Q減損」。不管這個術語用於發送器、接收器還是包括發送器、傳輸路徑和接收器的串聯組合，它都在其意義範圍內包括在頻率f下由利用復指數音調exp(j2πft)＝cos(2πft)+jsin(2πft)刺激所討論的系統所導致的I/Q減損，如圖15中所示。系統的實數輸出和虛數輸出可以表示為：在頻率f下的I/Q減損可以包括由下式給出的增益不平衡g(f)和相位歪斜g(f)＝gQ(f)/gI(f)在這裡，我們採用利用I信道作為對增益不平衡和相位歪斜的參考的慣例。但是，本文所述的發明性原理同等適用於任何其它參考慣例。例如，也可以剛好使用相反的慣例(即，選擇Q信道作為對增益不平衡和相位歪斜的參考)，或者增益不平衡參考一個信道並且相位歪斜參考另一個信道的慣例。因為我們對補償兩個信道之間的增益不平衡和相位差感興趣，所以我們可以把增益不平衡和相位歪斜建模為看起來全都在I信道上或者全都在Q信道上。例如，圖16說明了後一種選擇。因而，Q信道輸出具有形式：I/Q減損的物理後果在頻率f下的I/Q減損的後果是在頻率-f下出現不期望的信號能量。為了看到這點，我們如下分析複數輸出信號：(我們從f切換到ω＝2πf，僅僅是為了記法的簡潔)。因而，響應於刺激信號exp(jωt)，系統在頻率ω下產生具有複數振幅ATONE(ω)的復指數音調並且在頻率-ω下產生具有複數振幅AIMAGE(ω)的復指數音調。在頻率ω下的復指數音調常常簡單地稱為「音調」，而在頻率-ω下的復指數音調常常被稱為「鏡像」。如預期的，當g(ω)→1並且時，ATONE(ω)→1並且AIMAGE(ω)→0。期望讓g(ω)儘可能接近一併且讓儘可能接近零。(在這裡針對增益不平衡假設線性標度。增益不平衡也可以按對數標度來表示，例如，以dB為單位，在這種情況下，0dB代表無增益不平衡的情況。)從以上討論，可以容易地看到兩個系統的串聯組合，第一個具有增益不平衡g1(ω)和相位歪斜並且第二個具有增益不平衡g2(ω)和相位歪斜沒有給出淨增益不平衡g(ω)＝g1(ω)g2(ω)和淨相位歪斜(這是因為第二個系統不是被純復指數exp{jωt}刺激的)。真正的關係更加複雜。鏡像抑制(ImageRejection)鏡像抑制是對複數振幅ATONE(ω)和AIMAGE(ω)的相對量值的測量。例如，根據一種常規定義：鏡像抑制＝20*log(AIMAGE|/|ATONE|).因為|AIMAGE|通常小於|ATONE|，所以鏡像抑制通常是負的。鏡像抑制越負越好。後補償與預補償後補償的概念涉及把補償塊耦合到呈現I/Q減損的系統的輸出。補償塊配置為使得後面跟隨著補償塊的系統的串聯組合表現出(或者，近似表現出)具有單位增益不平衡和零相位歪斜的理想模型。當系統被在頻率ω下的復指數音調刺激時，它將生成可以建模為的失真的覆信號，其中g(ω)和是系統在頻率ω下的I/Q減損。補償塊對失真的覆信號進行操作，以生成等於在頻率ω下的原始復指數音調的校正了的輸出信號。因而，補償塊被說成是「補償」或「後補償」系統在頻率ω下的I/Q減損。I/Q減損的寬帶後補償意味著對在頻率範圍或頻帶內的每個頻率ω下的I/Q減損的後補償。預補償的概念涉及把補償塊放在系統的前面，即，補償塊的輸出耦合到系統的輸入。補償塊配置為使得後面跟隨著系統的補償塊的串聯組合表現出(或者，近似表現出)具有單位增益不平衡和零相位歪斜的理想模型。響應於在頻率ω下的復指數音調，補償塊將產生預失真了的覆信號。系統接收預失真了的覆信號並且進一步使該信號失真(通過引入I/Q減損)，由此產生複數輸出信號。補償塊生成預失真了的覆信號，使得來自系統的複數輸出信號等於在頻率ω下的原始復指數音調。因而，補償塊被說成「補償」或「預補償」系統在頻率ω下的I/Q減損。I/Q減損的寬帶預補償意味著對在頻率範圍或頻帶內的每個頻率下的I/Q減損的預補償。在單個頻率下執行傳統減損補償如果對在特定頻率ω0下的I/Q減損的後補償感興趣，就可以使用具有實數常量α和β的圖17的框圖。通過常量的適當選擇，被擾亂的複數輸入信號將映射到校正了的輸出信號cos(ω0t)+jsin(ω0t),如所期望的。適當的值為：這種補償方法在本文中被稱為「傳統單點補償」。由於增益不平衡g和相位歪斜關於頻率ω的連續性，因此實數常量α和β將對在ω0附近的頻率下的I/Q減損實現部分補償，隨著離ω0的距離的增加，補償質量降級。但是，因為g(ω0)通常不同於g(-ω0)並且通常不同於所以針對補償在頻率ω0下的I/Q減損的適當值對(α,β)通常與針對補償在頻率-ω0下的I/Q減損的適當值對不同。因而，不幸的是，通常不能找出同時對ω0和-ω0都起作用的單個值對。在以上導出的α和β的值針對在單個頻率ω0下的I/Q減損的後補償理想地起作用的同時，它們還可以用於在單個頻率ω0下的I/Q減損的預補償，通常其結果不那麼理想。(雖然它給出不太理想的結果，但是本文所述的各種方法可以採用這種預補償，這部分地是因為它不需要知道在頻率-ω0下的I/Q減損)。為了實現在單個頻率下的I/Q減損的理想預補償，參見「計算真正的單點向量校準常量」部分。寬帶I/Q減損均衡圖18繪出了將貫穿本專利公開內容重複使用的系統H的基本模型，例如，以代表由接收器執行的均衡濾波和由發送器執行的均衡濾波。(均衡在這裡用作I/Q減損補償的同義詞)。在系統H代表接收器的均衡濾波的情況下，複數輸入信號I(t)+jQ(t)代表由在先的系統G提供的失真了的信號，如圖19中所說明的那樣。系統G響應於在頻率f下被復指數信號i(t)+jq(t)＝exp(j2πft)刺激而生成失真的信號增益不平衡g(f)和相位歪斜是系統G在頻率f下的I/Q減損。系統G可以代表接收器前端的基帶等價物，即，接收器從其RF輸入處到I/Q數位化單元的輸出處的部分。作為替代，在預期接收器補償發送器的I/Q減損及其自身的I/Q減損的情況下，系統G可以代表從發送器的I/QDAC單元的輸入處到接收器I/Q數位化單元的輸出處的路徑。對於在期望頻帶中的所有f，系統H對失真的輸入進行操作，以便產生校正了的輸出信號I'(t)+jQ'(t)＝exp(j2πft)。但是，注意，由{exp(j2πft)：給定頻率範圍內的f}給出的集合B構成被頻帶限制到給定頻率範圍的函數空間{x(t)}的基礎。因為後面跟隨著H的G的串聯組合是對基集B的每個函數的恆等映射，所以，由於線性，它將是對所有頻帶限制函數x(t)的恆等映射。均衡系統H可以由接收器的數字電路220實現，如以上以各種不同方式描述的。在系統H代表發送器的均衡濾波的情況下，我們把H解釋為接收基函數並且，響應於該基函數，生成如圖20A中所示的預補償了的覆信號I'(t)+jQ'(t)＝exp(j2πft)。應當注意，由給定頻率範圍中的f}給出的集合X也構成被頻帶限制到給定頻率範圍的函數空間{x(t)}的基礎。預補償的信號通過以下系統G而失真。系統G生成失真了的信號其中g(f)和代表系統G在頻率f下的增益不平衡和相位歪斜。因為後面跟隨著G的H的串聯組合是關於基集X的每個函數的恆等映射，所以它將是關於所有頻帶限制函數x(t)的恆等映射。因而，當在頻帶內的任何頻率f下被復指數音調exp(j2πft)刺激時，該串聯組合將在其輸出處產生相同的復指數音調，如圖20B中所示。系統G可以代表發送器的RF前端的基帶等價物，即，從發送器的DAC單元的輸入處到RF輸出處的發送器部分。作為替代，在預期發送器補償接收器的I/Q減損及其自身的I/Q減損的情況下，系統G可以代表從發送器的DAC的輸入處到接收器的數位化單元的輸出處的路徑。系統H可以由數字電路510實現，如以上以各種不同方式描述的。復指數貫穿本分析使用，因為任何頻帶限制信號都可以經傅立葉分析表示為復指數的總體的疊加。當比較同相(I)信道和正交相(Q)信道時，I/Q減損可以包括增益的不平衡，並且由於不理想的正交混合而發生相位歪斜。(相位歪斜擾動I和Q信道之間理想的90度相位關係)。雖然相位歪斜通常建模為正交混合中的不理想，但它也可以建模為I(t)和Q(t)信號之間的相位歪斜。在以上所討論的兩種情況下，到失真模型G的輸入都是復指數信號。由於I/Q減損是相對的，因此我們可以假設I/Q減損完全出現在Q(t)輸出，而I(t)輸出是理想的。雖然也可以作其它假設，但是這個假設將簡化以下的數學推導。均衡系統H可以由2x2頻率響應矩陣H(f)＝(Hij(f))，或者等價地由實數值脈衝響應的2x2矩陣h(t)＝(hij(t))來建模。但是，在以上確認的關於在失真模型G的輸出處如何表示減損的假設下，矩陣H可以簡化為圖21中所示的結構，即，H11(f)＝1且H12(f)＝0。為了記法的效率，我們定義U(f)＝H21(f)且V(f)＝H22(f)。因而，I'(t)＝I(t)Q』(t)＝u(t)*I(t)+v(t)*Q(t)，其中u(t)和v(t)是分別對應於U(f)和V(f)的脈衝響應。任何實數值濾波器都必然具有對稱的量值響應和反對稱的相位響應。換句話說，x(t)是實數暗示對於所有f，|X(f)|＝|X(-f)|Phase{X(-f)}＝-Phase{X(f)}其中X(f)是x(t)的傅立葉變換。因此，頻率響應V(f)不能在頻率f和-f下應用獨立的減損校正。在典型情況下，g(f)與g(-f)不同，並且與不同。因而，自身動作的濾波器V(即，U恆等於零)不足以提供在f和-f下的校正。如果目標是僅校正在僅正頻率之上或僅負頻率之上的寬帶I/Q減損，那麼濾波器V將足夠。(注意：只要減損被約束至g(f)＝g(-f)且自身動作的V就可以校正+f和-f減損，如在「添加約束」部分中被證明的)。但是，由於期望校正頻譜的兩側，因此引入第二個濾波器U(f)。應用來自同相分量的另一個濾波器並且把它加到正交相信道中提供了控制複數頻率的兩側所需的自由度。這是由於同相分量I(t)＝cos(2πft)對於頻率f和-f相同而正交相分量的相位在從f變成-f時改變180度的事實。為了求解U(f)和V(f)，需要知道它們各自的輸出信號。為了簡化數學推導，U(f)和V(f)都被分成它們的偶數部分和奇數部分，如圖22中所示。因而，A(f)和B(f)是U(f)的偶數部分和奇數部分，而C(f)和D(f)是V(f)的偶數部分和奇數部分。由於任何實數值濾波器都必然具有對稱的量值響應，因此我們可以通過只對每個頻譜A、B、C和D的正頻率部分求解來降低複雜性。但是，為了實現對負頻率以及正頻率的減損補償，不能簡單地忽略對應於負頻率的輸入I(t)+jQ(t)。相反，依賴於正弦函數的奇對稱性和餘弦函數的偶對稱性，我們通過把它們表示為等效的正頻率輸入來考慮這種輸入：因而，我們將對A、B、C和D的正頻率部分而得出兩個等式，第一個基於輸入並且第二個基於輸入其中對於這兩個等式都有f>0。如果濾波器被約束成具有對稱脈衝響應，則濾波器將呈現對稱的量值響應和零相位響應。對於濾波器a(t)和c(t)，是這樣的情況。但是，如果濾波器的脈衝響應是反對稱，則它將呈現對稱的量值響應，但將呈現等於-(π/2)sgn(f)的相位響應。因而，反對稱的脈衝響應等效於後面跟隨著Hilbert變換的偶脈衝響應。對於濾波器b(t)和d(t)，是這樣的情況。因此，濾波器b(t)可以表示為之後跟著Hilbert變換(HT)的偶脈衝響應eB(t)，如圖23中所示。類似地，濾波器d(t)可以表示為之後跟著Hilbert變換(HT)的偶脈衝響應eD(t)。EB(f)和ED(f)是分別對應於eB(t)和eD(t)的頻率響應。現在，原始濾波器A、B、C和D的確切輸出可以很容易地確定。圖24A示出了四個濾波器A、B、C和D響應於信號I1(t)+jQ1(t)的輸出。圖24B示出了四個濾波器響應於信號I2(t)+jQ2(t)的輸出。圖24A和24B中的每一個都可以針對正f(或者非負f)直接轉化成A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)中對應的線性等式。我們使用以下記法：g1(f)＝g(f)forf＞0g2(f)＝g(-f)forf＞0圖24A和24B分別給出了等式(1.1)和(1.2)，這在圖25中示出。圖26A和26B給出了對應的矢量圖。(回想在矢量圖中cos(2πft)映射到1，並且sin(2πft)映射到-j)。圖26A中向量的水平投影給出以下等式(1.3)；垂直投影給出等式(1.4)。類似地，圖26B中向量的水平投影給出等式(1.5)；垂直投影給出等式(1.6)：這個等式系統是未知向量(A，EB，C，ED)中的4x4線性系統：其中並且矩陣P的確定由下式給出：Det(P)＝w2+x2+y2+z2-2wy+2xz.(1.13)只要就存在唯一的解向量(A(f)，EB(f)，C(f)，ED(f))。作為例子，等式不能在相位歪斜和增益不平衡g(f)都完全為奇數的時候求解。但是，對於增益不平衡g(f)完全為奇數，這是沒意義的，因為增益不平衡通常對於所有f都接近一，或者至少被某個正的常量下界定。利用Cramer法則，我們發現A(f)＝-2(wz+xy)/Det(P).(1.16)EH(f)＝(-w2-x2+y2+z2)/Det(P)(1.17)C(f)＝2(x+z)/Det(P)(1.18)ED(f)＝2(w-y)/Det(P).(1.19)把等式(1.9)至(1.14)替換到等式(1.16)至(1.19)中將產生等式(1.20)至(1.23)，在圖27中示出。添加約束在許多情況下，增益不平衡和相位歪斜近似常見的約束。這部分對一些典型的現實世界的條件簡化了等式(1.20)至(1.23)。對於最理想的補償，可以使用等式(1.20-1.23)。但是，如果補償性能可以放鬆，則添加一些約束會減小計算需求。情況1：奇相位歪斜在奇相位歪斜的情況下，即，對於f＞0，等式(1.20)至(1.23)專用於(specializeto)：A(f)＝0(1.24)EB(f)＝{g2(f)-g1(f)}/{g1(f)+g2(f)}(1.25)情況2：偶增益不平衡在偶增益不平衡的情況下，即，對於f＞0，g(f)＝g1(f)＝-g2(f)，等式(1.20)至(1.23)專用於：EB(f)＝0(1.29)情況3：奇相位歪斜和偶增益不平衡在奇相位歪斜和偶增益不平衡的情況下，等式(1.20)至(1.23)專用於：A(f)＝0(1.32)EB(f)＝0(1.33)情況4：零相位歪斜和任意增益不平衡在零相位歪斜和任意增益不平衡的情況下，等式(1.20)至(1.23)專用於：A(f)＝0(1.36)EB(f)＝{g2(f)-g1(f)}/{g2(f)+g1(f)}(1.37)C(f)＝2/{g2(f)+g1(f)}(1.38)ED(f)＝0.(1.39)情況5：任意相位歪斜和單位增益不平衡在任意相位歪斜和單位增益不平衡的情況下，等式(1.20)至(1.23)專用於：EB(f)＝0(1.41)情況6：常量增益不平衡和相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜函數是常量函數的情況下，即，對於所有f都有g(f)＝g並且等式(1.20)至(1.23)專用於：EB(f)＝0(1.45)ED(f)＝0.(1.47)濾波器設計在一種實施例中，對稱線性相位FIR濾波器和是分別基於量值響應|A(f)|和|C(f)|設計的，而反對稱線性相位FIR濾波器和是分別基於量值響應|B(f)|和|D(f)|設計的。注意，對於所有f，|B(f)|＝|EB(f)|並且|D(f)|＝|ED(f)|。Remez算法可以用來設計這些濾波器。於是，圖22的均衡系統可以利用濾波器和來設計。通過創建四個濾波器，每個濾波器都具有對稱或反對稱濾波器閥(tap)，並且把圖22中所示的濾波器求和，我們可以有效地匹配兩個任意的頻率響應U(f)和V(f)。(注意：依賴於濾波器設計工具，求和實際上有可能是相減。被許多濾波器設計工具用來創建反對稱濾波器的Hilbert變換的定義與我們通過否定(negation)來使用的定義不同。該濾波器設計工具對相位常常使用+(π/2)sgn(f)。在另一種實施例中，對稱線性相位FIR濾波器和分別是基於量值響應|A(f)|、|EB(f)|、|C(f)|和|ED(f)|的。同樣，Remez算法可以用來設計這些濾波器。於是，圖23的均衡系統可以利用濾波器和來實現。在還有另一種實施例中，濾波器和可以基於頻率響應U(f)和V(f)來設計。Lp-範(Lp-norm)設計方法可以用來基於U(f)的量值和相位響應以及V(f)的量值和相位響應來設計這些濾波器。於是，圖21的均衡系統可以利用濾波器和來實現。破壞I/Q減損如上所述，圖15說明了把I/Q減損(即，增益不平衡g(f)和相位歪斜)引入到所接收到的復指數信號exp(j2πft)的系統。一般而言，表徵該系統的2x2頻率響應矩陣H可以從減損函數g(f)和導出。為了簡化這種推導，我們把系統的增益不平衡g(f)和相位歪斜建模為完全出現在Q信道輸出上，如圖28中所示。這個模型使得方便使用圖29中所示的矩陣的特殊形式，其中U(f)和V(f)是對應於實數濾波器u(t)和v(t)的頻率響應。響應U(f)可以表示為其偶數部分A(f)和奇數部分B(f)之和，如圖30中所示。類似地，V(f)可以表示為其偶數部分C(f)和奇數部分D(f)之和。具有奇頻譜B(f)的濾波器可以由後面跟著Hilbert變換HT的具有偶頻譜EB(f)的子系統來表示，如圖31中所示。(參見上面的「關於具有奇頻率響應的濾波器的注意」)。類似地，具有奇頻譜D(f)的濾波器可以由後面跟著Hilbert變換HT的具有偶頻譜ED(f)的子系統來表示。注意，B和EB的量值響應是恆等的，|B(f)|＝|EB(f)|，就像D(f)和ED(f)的量值響應。我們將針對A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)的正頻率部分得出等式，因為負頻率部分是由各自的正頻率部分確定的。一個等式將來自於利用正頻率輸入I1(t)+jQ1(t)＝exp(j2πft)(對於f＞0)刺激系統，如圖32A中所示。另一個等式將來自於利用根據等效正頻率輸入表示的如下負頻率輸入(對於f＞0)來刺激系統，如圖32B中所示。I2(t)+jQ2(t)＝exp(-j2πft)＝cos(-2πft)+jsin(-2πft)＝cos(2πft)-jsin(2πft)圖33示出了兩個等式。等式(1.48)基於圖32A。等式(1.49)基於圖32B。依賴於以下記法，圖34A和34B示出了對應的矢量圖：g1(f)＝g(f)forf＞0g2(f)＝g(-f)forf＞0矢量圖給出以下等式：這些等式包括未知的A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)中的4x4矩陣等式(1.54)，如圖35中所示。通過對4x4的係數矩陣求逆，我們獲得解。見圖36中的矩陣等式(1.55)。它遵循：由於A、EB、C和ED是頻率f的偶函數。因而，它們的負頻率部分由偶對稱規定。此外，奇頻率響應B(f)和D(f)由下式給出：B(f)＝-jEB(f)sgn(f)以及D(f)＝-jED(f)sgn(f).特殊情況：偶增益不平衡和奇相位歪斜在增益不平衡是偶函數並且相位歪斜是奇函數的情況下，即，g(f)＝g(-f)並且等式(1.56)至(1.59)專用於：A(f)＝0EB(f)＝0特殊情況：偶增益不平衡和偶相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜是偶函數的情況下，即，g(f)＝g(-f)並且等式(1.56)至(1.59)專用於：EB(f)＝0ED(f)＝0.特殊情況：常量增益不平衡和相位歪斜在增益不平衡和相位歪斜是常量函數的情況下，即，g(f)＝g並且等式(1.56)至(1.59)專用於：EB(f)＝0(1.61)ED(f)＝0.(1.63)計算Rx和Tx之間的映射在有些實施例中，發送器對數字I/Q信號進行預失真，以便補償器自身的I/Q減損，如以上以各種不同方式描述的那樣。為了實現這種補償，必須具有發送器的I/Q減損的估計。補償的質量將受估計的質量(與事實匹配的程度)限制。雖然高質量估計是期望的，但是難以直接測量發送器的I/Q減損。相反，測量是間接獲得的，例如，利用如圖37中所示的接收器。圖37示出了經信道(例如，電纜3720或無線信道)耦合到接收器3725的發送器3700。發送器可以包括數字補償單元3702、DAC單元3705、I/Q調製器3710和前端3715。補償單元3702可以對數位訊號I(n)+jQ(n)執行預補償(預失真)，以獲得預補償了的信號I』(n)+jQ』(n)，例如，如以上以各種不同方式描述的那樣。DAC單元3705可以把預補償了的信號轉換成模擬信號s(t)＝I』(n)+jQ』(n)。模擬信號s(t)可以利用I/Q調製器3710被上變頻到RF。上變頻了的信號被TX前端3715調節，以獲得發送信號。發送信號可以通過電纜3720輸送到接收器。接收器3725可以包括前端3730、I/Q解調器3735和數位化單元3740。前端3830可以從電纜3720接收所發送的信號並且對接收到的信號執行操作，以產生調節了的信號。調節了的信號可以被I/Q解調器向下變頻，以產生複數下變頻信號。複數下變頻信號可以由數位化單元3740採樣，以獲得採樣了的覆信號。採樣了的覆信號可以用來進行I/Q減損的測量。在有些實施例中，接收器是頻譜分析器，例如，向量信號分析器。理解在接收器3725取到的I/Q減損的測量如何與發送器的I/Q減損相關聯是很重要的。它們不相同。這是因為在發送器的I/Q減損(例如在I/Q調製器的I/Q減損)通過包括TX前端3715、電纜3720和接收器前端3730的信號路徑變模糊(obscure)(失真)。該信號路徑可以通過頻率響應H(f)＝m(f)exp(jθ(f))來表徵，其中H(f)是複數。振幅m(f)在本文中指在頻率f下的信號路徑的「縮放」。相位θ(f)在本文中指在頻率f下的信號路徑的「旋轉」。根據基於接收器的測量估計發送器的I/Q減損的問題不是微不足道的。其解決方案在本專利公開內容中公開。(參見以下公開的迭代方法)。解決方案的部分包括針對信號路徑響應函數H(f)獲得初始估計。這部分將集中在獲得形式為H(0)的初始估計，即，在DC(零頻率)下的信號路徑的頻率響應。H(0)的振幅m(0)被稱為信號路徑的「DC縮放」。H(0)的相位θ(0)被稱為信號路徑的「DC旋轉」。估計發送器的I/Q減損的一種途徑涉及利用頻譜分析器執行迭代過程。(頻譜分析器是配置為在儀器的頻率範圍內測量輸入信號的量值與頻率的設備)。頻譜分析器測量其解調了的信號的I/Q減損，然後基於該測量在發送器應用補償。測量只能粗略地近似發送器的I/Q減損，但是它對於實現至少部分補償會足夠好。然後，頻譜分析器對其解調了的信號的I/Q減損進行第二次測量。這第二個測量可以用來對在發送器應用的補償進行調整，等等。測量序列會收斂，即，測量出的增益不平衡會收斂到一，並且測量出的相位歪斜會收斂到零，這指示適當的補償已經在發送器實現。因為頻譜分析器不捕捉相位信息，所以為了實現收斂會需要多次迭代。在有些實施例中，發送器的I/Q減損可以利用能夠進行相位測量並且能夠把測量相位鎖定到發送器的測量設備(諸如向量信號分析器)來確定。在這種情況下，發送器的I/Q減損可以在測量設備利用兩個測量或者更少來確定。以下所述的方法進行兩次測量，但是需要發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器在頻率上鎖定到一起(經具有公共參考的鎖相循環)。不像其它方法，這種方法對於同步激勵(spur)(即，諸如鎖相到發送器的LO的LO洩漏的激勵)有抵抗性。雖然這種技術在任何頻率都可以使用，但主要施加是確定信號路徑的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)，以便校準發送器的LO洩漏減損。在圖38中，向量A＝AI+jAQ代表當發送器利用常量零信號I』(n)＝Q』(n)＝0刺激時發送器的LO洩漏(術語「向量」在這裡用作「複數」的同義詞)。向量A的振幅和相位代表LO洩漏的振幅和相位。當這個LO洩漏信號從發送器的I/Q調製器向接收器的I/Q解調器移動時，它縮放了m(0)並且旋轉了θ(0)，使得向量A在接收器變換成向量A』。參見圖39。向量A』通過例如把從I/Q解調器的輸出捕捉到的採樣了的覆信號求平均來測量。然後，我們利用已知的非零向量B刺激發送器：I』(n)＝BIQ』(n)＝BQ.(向量B不需要像圖38中所示那樣是實數。但是，它卻需要為非零)。這種故意應用的LO洩漏B疊加到發送器的本徵LO洩漏A之上，以使得發送器的總洩漏是向量C。(B的選擇(主要是其量值)會影響測量的準確度。最優尺寸將依賴於具體的硬體。如果太小，則噪聲將更多地影響測量；如果太大，則硬體會被置於操作的非線性區域中)。這個總洩漏信號經歷與它橫穿信號路徑時相同的縮放m(0)和旋轉θ(0)，以使得向量C在接收器被變換成向量C』。參考圖39，觀察到向量C』是向量A』和B』之和。向量B』是如果向量B自身橫穿信號路徑時將得到的向量。在接收器，向量C』通過例如把在通過向量B刺激期間從I/Q解調器的輸出捕捉到的採樣了的覆信號求平均來測量。由於A』和C』都通過測量而已知，因此向量B』可以通過相減來計算。DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)可以從向量B』和向量B計算：映射＝m(0)exp(jθ(0))＝B』/B類似地，將撤銷信號路徑的影響的逆映射可以從逆表達式來確定：逆映射＝exp(-jθ(0))/m(0)＝B/B』於是，LO洩漏向量A可以通過將向量A』與逆映射相乘來計算。在實踐當中，保持B的量值在A的數量級是可取的。不發送向量B本身而是發送向量B和另一個信號K之和也是一個好的實踐，其中信號K具有比向量B信號更大的能量和遠離DC而界定的頻率成分，因為發送器的LO洩漏有可能在瞬時帶寬中隨著功率而變。例如，信號K可以是音調。在有些實施例中，採樣了的覆信號被開窗。如果不應用窗口，則對音調K的頻率有約束。除了音調K之外，如果還存在其它的信號音調，則它們也有可能洩漏到測量當中。因而，如果不使用窗口，則音調(故意的或者不是)優選地約束到某些頻率，以避免洩漏。用於確定發送器的LO洩漏的方法1.利用常量零信號刺激發送器。2.測量在接收器產生的向量A』。3.利用非零的復常量B刺激發送器。4.在接收器測量向量C』。5.根據以下等式計算發送器的LO洩漏向量A：B』＝C』-A』(1.64)InvMap＝B/B』(1.65)A＝A』*InvMap.(1.66)一旦計算出發送器的LO洩漏向量A，發送器就可以通過對所發送的以下信號應用平移向量-A來除去(或者基本上補償)LO洩漏。I』(n)＝I(n)-AIQ』(n)＝Q(n)-AQ除了上述的I/Q減損預補償，補償單元3702還可以應用這種平移。例如，覆信號(I(n)，Q(n))可以受制於數字濾波器的2x2矩陣，以便對I/Q減損進行預補償，然後被平移，以便對LO洩漏進行預補償。在有些實施例中，DC映射的計算可以包括以下額外的計算。如本文中所描述的，如果相位旋轉的估計誤差太大，則迭代方法會發散。在相位歪斜大的情況下，這個額外的步驟可以用來獲得更準確的估計並且使迭代方法收斂：(1)如已經描述過的那樣計算從RX到TX的映射。(2)進行相位歪斜的測量。(3)利用來自#1的映射使用方法「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」計算。(4)把#1的旋轉測量添加到#3的計算出的相位歪斜，以獲得更準確的旋轉估計。用於為信號路徑計算DC映射和DC旋轉的方法在一組實施例中，方法4000可以涉及圖40中所示出的動作。方法4000可以用來估計發送器的I/Q調製器和接收器的解調器之間的信號路徑的DC縮放m(0)。(方法4000可以併入以上在「計算Rx和Tx之間的映射」部分中所述的特徵的任意子集)。方法4000在以下描述為由「處理代理」執行。該處理代理可以是數字電路系統的任何系統，例如，處理器(在程序指令的控制下執行)、可編程硬體元件、ASIC，或者其任意組合。在有些實施例中，接收器遵守直接轉換體系架構，並且解調器是模擬I/Q解調器。在其它實施例中，接收器可以遵守執行模擬下變頻以及接下來的數字I/Q解調的不同體系架構(例如，超外差式體系架構)。因而，在這種情況下，解調器是由數字電路實現的，例如，在可編程硬體元件上、在專用數字電路系統中、在處理器上的軟體中，或者其任意組合。在4010，處理代理可以指引發送器向I/Q調製器提供零信號作為輸入。零信號是常量零信號。零信號可以是提供給發送器的DAC單元(例如，圖37的DAC單元3705)的複數輸入的數字零信號。因而，I』(n)＝0並且Q』(n)＝0。在4105，處理代理可以接收響應於提供零信號的動作而已經從解調器捕捉到的第一響應信號。第一響應信號可以從接收器的ADC單元的輸出捕捉。(見例如圖2B的數位化單元215)。在4020，處理代理可以指引發送器向I/Q調製器提供等於非零復常量B＝BI+jBQ的常量信號作為輸入。同樣，該常量信號可以提供給發送器的DAC單元的複數輸入。因而，I』(n)＝BI並且Q』(n)＝BQ。在有些實施例中，B完全是實數，即，BQ＝0。在4025，處理代理可以接收響應於提供常量信號的動作而已經從解調器捕捉到的第二響應信號。第二響應信號可以從接收器的ADC單元的輸出捕捉。在4030，處理代理可以把第一響應信號求平均，以便獲得第一平均值，並且把第二響應信號求平均，以便獲得第二平均值。求平均有助於減小測量中的噪聲。在4035，處理代理可以計算第二平均值和第一平均值之差，例如，根據表達式：差值＝第二平均值-第一平均值在4040，處理代理可以基於該差值和非零復常量計算DC縮放，例如，如上所述。處理代理可以在存儲器中存儲DC縮放。在有些實施例中，方法4000還可以包括基於該差值的相位和非零復常量B的相位計算信號路徑的DC旋轉θ(0)，例如，根據表達式：θ(0)＝相位(差值)/相位(B)在有些實施例中，DC縮放和DC旋轉用來從在接收器測量出的I/Q減損除去信號路徑的影響，以便獲得對發送器的I/Q減損的估計。在有些實施例中，信號路徑包括發送器和接收器之間的電纜耦合。在其它實施例中，信號路徑包括發送器和接收器之間的無線信道。作為計算平均值之差的另選方案，處理代理可以作為代替地通過從第二響應信號減去第一響應信號來計算差值信號，然後把該差值信號求平均。然後，DC縮放可以基於該平均值和非零復常量來計算。在一組實施例中，計算機系統用於估計發送器的I/Q調製器和接收器的解調器之間信號路徑的DC縮放m(0)，該計算機系統包括處理器和存儲器。存儲器存儲程序指令，其中，程序指令當被處理器執行時，使處理器：指引發送器向I/Q調製器提供零信號作為輸入；接收響應於提供所述零信號而已經從解調器捕捉到的第一響應信號；指引發送器向I/Q調製器提供等於非零復常量的常量信號作為輸入；接響應於提供所述常量信號而已經從解調器捕捉到的第二響應信號；把第一響應信號求平均，以獲得第一平均值，並且把第二響應信號求平均，以獲得第二平均值；計算第二平均值和第一平均值之差；基於該差值和非零復常量計算DC縮放。程序指令可以併入以上在「計算Rx和Tx之間的映射」部分中並聯繫方法4000所描述的特徵的任意子集。通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜當校準發送器或測量發送器的I/Q減損時，這部分的方法可以用來從接收器的I/Q減損的測量除去發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的影響。那些影響可以包括發送器的前端、傳輸信道和接收器的前端的影響。例如，發送器的前端可以包括對信號路徑的頻率響應起作用的RF濾波器。類似地，接收器的前端可以包括對信號路徑的頻率響應起作用的RF濾波器。在有些實施例中，信號路徑的量值響應m(f)可以被校準，而相位旋轉θ(f)不校準。(校準可以通過利用數字電路510在發送器執行預補償和/或利用數字電路220在接收器執行後補償來實現)。這部分的計算允許了發送器的I/Q減損的正確測量，而無需首先校準信號路徑的相位響應。在有些實施例中，信號的總頻率響應(包括量值和相位旋轉)被校準。給定具有頻率響應H(f)的系統以及具有增益不平衡g(f)和相位歪斜的輸入信號sinput(f，t)，如圖41中所示，我們將得到允許我們確定在系統輸出soutput(f，t)的增益不平衡g』(f)和相位歪斜的等式。我們假設輸入增益不平衡g(f)和輸入相位歪斜完全出現在Q輸入信道上。但是，我們不能同時在系統輸出作出相同的假設。一般而言，輸出分量I』(t)和Q』(t)將具有形式：於是，輸出增益不平衡g』(f)和輸出相位歪斜可以由下式確定：g』(f)＝gQ(f)/gI(f)依賴於soutput(f，t)＝h(t)＊sinput(f，t)的事實，推導開始於圖42中給出的等式(1.60)至(1.62)，其中h(t)是對應於H(f)的脈衝響應。等式1.61和1.62暗示：定義A(f)和B(f)分別是等式(1.63)和(1.64)的右手側：而且，基於等式(1.63)和(1.64)的左手側定義w(f)、x(f)、y(f)和z(f)：這遵循w(f)+jx(f)+y(f)+jz(f)＝A(f)(1.69)w(f)-jx(f)-y(f)+jz(f)＝B(f)，(1.70)並且因此w(f)＝(1/2)Re{A(f)+B(f)}x(f)＝(1/2)Im{A(f)-B(f)}y(f)＝(1/2)Re{A(f)-B(f)}z(f)＝(1/2)Im{A(f)+B(f)}.注意，如果H(f)具有偶量值響應和奇相位響應，即，H(-f)＝H(f)＊，則對應於H(f)的脈衝響應完全是實數。因此，在這種特定情況下，濾波器H(f)不改變I/Q減損的測量：w(f)＝Re(H(f))，x(f)＝Im(H(f))下面的方法描述當信號路徑轉移函數H(f)的量值和相位只是大概已知時如何迭代地測量TX減損。該迭代測量方法的一部分涉及使用在這部分中導出的等式來基於在接收器的I/Q解調器的輸入(或者作為替代，在輸出)的I/Q減損計算在發送器的I/Q調製器的輸出的I/Q減損。為了執行這種計算，頻率響應H(f)設置成等於信號路徑的頻率響應的估計的逆。信號路徑頻率響應的不同估計可以在不同情形下使用。通過線性系統H(f)變換I/Q減損在一組實施例中，方法4300可以涉及在圖43中所示的操作。方法4300可以用來基於在電子系統的複數輸入zIN的I/Q減損計算在電子系統的複數輸出zOUT的I/Q減損。複數輸入是包括同相信道和正交信道的輸入。同樣，複數輸出是包括同相信道和正交信道的輸出。(方法4300可以包括以上在「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」部分中所描述的特徵的任意子集)。方法4300可以由處理代理執行，如上所述。在4310，處理代理可以根據表達式計算頻譜A(f)，其中H(f)是電子系統的線性系統模型的頻譜，其中g(f)是在複數輸入zIN的增益不平衡，其中是在複數輸入zIN的相位歪斜。在4315，處理代理可以根據表達式計算頻譜B(f)。在4320，處理代理可以計算頻譜A(f)和B(f)之和，以及頻譜A(f)和B(f)之差，例如，根據關係：Sum(f)＝A(f)+B(f)，Diff(f)＝A(f)-B(f).在4325，處理代理可以基於該和值的實數和虛部以及該差值的實數和虛部計算在複數輸出zOUT的增益不平衡和相位歪斜。特別地，如上所述，函數gI(f)、gQ(f)、和可以基於該和值的頻譜和該差值的頻譜來計算，然後在複數輸出zOUT的增益不平衡和相位歪斜可以基於gI(f)、gQ(f)、和採計算，如圖41中所示。輸出增益不平衡和相位歪斜構成有用的信息，這部分地因為它們可以用來執行I/Q減損補償或校準，如本文中以各種不同方式描述的。處理代理可以在存儲器中存儲輸出增益不平衡和輸出相位歪斜。在有些實施例中，由頻譜H(f)建模的電子系統是從發送器的I/Q調製器到接收器的解調器的信號路徑的反轉，例如，如本文中以各種不同方式描述的。在電子系統的複數輸入zIN的增益不平衡和相位歪斜可以代表解調器的輸入(或者作為替代，輸出)的增益不平衡和相位歪斜。在電子系統的複數輸出zOUT的增益不平衡和相位歪斜可以可以代表I/Q調製器的輸出的增益不平衡和相位歪斜。在有些實施例中，接收器遵守直接轉換體系架構，並且解調器是模擬I/Q解調器。在其它實施例中，接收器可以遵守執行模擬下變頻以及隨後的數字I/Q解調的不同體系架構(例如，超外差式體系架構)。因而，在這種情況下，解調器是由數字電路系統實現的，例如，在可編程硬體元件上、在專用數字電路系統中、在處理器上的軟體中，或者其任意組合。在有些實施例中，處理代理還可以包括計算信號路徑的頻譜的逆，以確定頻譜H(f)，例如，如本文中以各種不同方式描述的。在有些實施例中，頻譜H(f)可以基於信號路徑的DC縮放和DC旋轉來確定(或估計)，例如，根據關係H(f)＝exp{-jθ(0))/m(0).在有些實施例中，處理代理可以通過以下方式來計算DC縮放和DC旋轉：把零信號作為輸入提供給I/Q調製器；響應於提供所述零信號而從I/Q解調器捕捉第一響應信號；把等於非零復常量的常量信號作為輸入提供給I/Q調製器；響應於提供所述常量信號而從I/Q解調器捕捉第二響應信號；把第一響應信號求平均，以獲得第一平均值，並且把第二響應信號求平均，以獲得第二平均值；計算第二平均值和第一平均值之差；並且基於該差值和非零復常量計算DC縮放。在有些實施例中，處理代理還可以在多個頻率下測量電子設備的增益不平衡g(f)和相位歪斜(例如，指引對電子設備的增益不平衡g(f)和相位歪斜的測量)。電子設備可以是發送器、接收器，或者發送器和接收器的串聯組合，如本文中以各種不同方式描述的。在有些實施例中，處理代理可以是可編程硬體元件。在其它實施例中，處理代理可以是配置為響應程序指令的執行而執行方法4300的處理器。利用共享LO的發送器I/Q減損確定在一組實施例中，用於確定發送器的I/Q減損的方法4400可以涉及圖44中所示的動作。(此外，方法4400可以包括在「用於測量Tx減損的迭代技術」部分、在「利用共享LO的發送器減損的迭代估計」部分和在「利用共享LO的發送器減損的迭代估計-優化」部分中所描述的特徵的任意子集)。方法4400可以由處理代理(例如，如本文中以各種不同方式描述過的處理代理)制定(enact)。在4410，處理代理可以執行一組操作。這組操作可以包括如圖44中所示的操作4415至4440。在4415，處理代理可以指引在頻率f下的復指數音調被提供給發送器。例如，處理代理可以發布命令，使復指數音調被提供給發送器(或者由發送器生成)。頻率f可以解釋為相對於發送器的本地振蕩器頻率的位移頻率。頻率f可以是非零。在4420，處理代理可以向發送器的預補償電路提供預補償變換。預補償電路可以配置為對復指數音調應用預補償變換，以獲得調整了的覆信號。(例如，預補償電路可以是圖5的數字電路510或者圖37的補償電路3702)。預補償變換可以配置為預補償發送器的I/Q減損的當前估計。發送器可以配置為基於調整了的覆信號對發送信號進行發送，例如，如以上以各種不同方式描述的。接收器可以配置為接收發送信號並且捕捉代表所接收到的發送信號的採樣了的覆信號，例如，如以上以各種不同方式描述的。(「採樣」覆信號的動作涉及採樣其I分量並採樣其Q分量。因而，「採樣了的覆信號」包括採樣了的I信號和採樣了的Q信號。)在4425，處理代理可以基於採樣了的覆信號計算原始I/Q減損。例如，原始I/Q減損可以包括採樣了的覆信號的增益不平衡和相位歪斜。針對關於如何計算原始I/Q減損的信息，見「精確測量技術」部分。在4430，處理代理可以變換原始I/Q減損，以確定變換了的I/Q減損。變換可以從原始I/Q減損除去接收器的測量出的I/Q減損。針對關於如何執行這種變換的更多信息，見部分「從測量出的輸出減損除去接收器減損」。作為對操作4425和4430的另選方案，處理代理可以對採樣了的覆信號應用數字濾波器的2x2矩陣，以除去接收器的測量出的I/Q減損，例如，如以上聯繫圖2A、2B和3並且在「寬帶I/Q減損均衡」和「濾波器設計」部分中所描述的。將數字濾波器的2x2矩陣應用到採樣了的覆信號將產生濾波了的覆信號。濾波了的覆信號可以用來計算變換了的I/Q減損。在「精確測量技術」部分中描述的方法可以用於基於濾波了的覆信號來確定變換了的I/Q減損。在4435，處理代理可以從變換了的I/Q減損除去信號路徑的當前估計，以獲得路徑補償了的I/Q減損，其中信號路徑包括從發送器的I/Q調製器到接收器的解調器的路徑。(信號路徑估計可以通過使用在「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」部分中所描述的方法來除去)。路徑補償了的I/Q減損可以代表對發送器殘留I/Q減損的估計，即，就在4420的預補償變換所實現的部分校正之後它們是剩餘的減損而言是「殘留的」。在有些實施例中，接收器可以遵守直接轉換體系架構，並且解調器是模擬I/Q解調器，在這種情況下，採樣了的覆信號可以通過對模擬I/Q解調器的複數模擬輸出進行數位化來捕捉。在其它實施例中，接收器可以遵守不同種類的體系架構，例如，超外差式體系架構。因而，接收器可以生成代表接收到的發送信號的實數模擬信號(例如，實數中頻信號)。實數模擬信號可以被數位化，以獲得採樣了的實數信號。然後，採樣了的覆信號可以通過計算生成，例如，通過數位化地混合採樣了的實數信號和數字正弦曲線的正交對，以分別獲得採樣了的覆信號的I和Q分量。在4440，處理代理可以基於路徑補償了的I/Q減損更新發送器的I/Q減損的當前估計，例如，通過組合路徑補償了的I/Q減損與當前估計的相應減損。在有些實施例中，方法4400可以包括重複這組操作，以確定在頻率f下的發送器的I/Q減損的收斂的估計(穩定估計)。(這種收斂的估計包括在頻率f下的發送器的I/Q減損的測量)。這組操作可以重複，直到基於路徑補償了的I/Q減損的質量測量結果大於閾值。收斂的估計可以用來至少部分地補償在頻率f下的發送器的I/Q減損，例如，如本文中以各種不同方式描述的。在有些實施例中，上述重複這組操作的動作可以自身執行多次，以確定在針對頻率f的多個不同值下的收斂估計。上述重複這組操作的動作以確定在頻率f下的收斂估計在本文中被稱為「在頻率f下的發送器的I/Q減損的測量」。因而，可以進行多次發送器I/Q減損的測量，從而覆蓋多個頻率值。在有些實施例中，該多個頻率值關於零對稱。此外，可以進行發送器的I/Q減損的測量，以使得頻率值以符號交替的方式被訪問並且絕對值不減小，例如，如本文中以各種不同方式描述的。在有些實施例中，發送器的本地振蕩器和接收器的本地振蕩器被鎖相到相同的頻率參考(暗示了頻率鎖定)。在有些實施例中，至少對於第一次發送器I/Q減損的測量，信號路徑的當前估計是基於信號路徑的DC縮放和DC旋轉。在有些實施例中，DC縮放和DC旋轉可以通過以下方式來確定：向發送器提供零向量信號；向發送器提供非零DC向量信號；並且基於第一DC向量響應和第二DC向量響應計算DC縮放和DC旋轉，其中第一DC向量響應是響應於零向量信號而在接收器測量出的，其中第二DC向量響應是響應於非零DC向量信號而在接收器測量出的。對關於如何計算DC縮放和DC旋轉的更多信息，見「計算RX和TX之間的映射」部分。在有些實施例中，預補償變換具有2x2矩陣的形式，其中該矩陣的至少第一對角元素是根據在頻率f和-f下的發送器的I/Q減損的當前估計計算的，並且其中該矩陣的至少第一非對角元素是根據在頻率f和-f下的發送器的I/Q減損的當前估計來計算的。在有些實施例中，信號路徑的當前估計包括採樣了的覆信號在頻率f下測量出的振幅。該振幅可以如在「精確測量技術」部分中所描述的那樣來測量。在有些實施例中，信號路徑的當前估計還包括採樣了的覆信號在頻率f測量出的旋轉。利用偏移量LO的發送器I/Q減損的確定在一組實施例中，用於確定發送器的I/Q減損的方法4500可以涉及在圖45中所示的動作。(此外，方法4500可以包括在「用於測量Tx減損的迭代技術」部分中描述的特徵的任意子集)。方法4500可以由處理代理(例如，如以上以各種不同方式描述的處理代理)執行。在4510，處理代理可以把發送器的本地振蕩器(LO)和接收器的本地振蕩器(LO)配置為被鎖相到公共參考並且使得接收器的LO的頻率減去發送器的LO頻率等於非零量ΔLO。量ΔLO可以為正或負。在4520，處理代理可以執行一組操作So。這個組So可以包括操作4525至4550，如圖45中所示。在4525，處理代理可以指引在頻率f下的復指數音調被提供給發送器。(頻率f可以解釋為相對於發送器的LO頻率的位移)。復指數音調可以以數字形式提供，例如，如以上以各種不同方式描述的。在有些實施例中，發送器可以耦合到(或者包括)被配置為生成復指數音調的可編程硬體元件。為了促進這種生成，PHE可以接收發送器的DAC單元所使用的採樣時鐘。在4530，處理代理可以向發送器的預補償電路提供預補償變換。預補償電路可以配置為對復指數音調施加預補償變換，以便獲得調整了的覆信號。(例如，預補償電路可以是圖5的數字電路510或者圖37的補償單元3702)。預補償變換可以配置為對發送器的I/Q減損的當前估計進行預補償。發送器可以配置為基於調整了的覆信號對發送信號進行發送(或者發送從調整了的覆信號得出的發送信號)，例如，如以上以各種不同方式描述的。接收器可以配置為接收發送信號並且捕捉代表接收到的發送信號的採樣了的覆信號，例如，如以上以各種不同方式描述的。發送器可以把發送信號發送到傳輸信道(例如，電纜)上，並且接收器可以從該信道接收發送信號。在4535，例如，通過用運行在頻率ΔLO的離散時間復指數信號乘以採樣的覆信號，處理代理可以按量ΔLO來頻移採樣的覆信號，以獲得頻移信號。在4540，處理代理可以基於頻移信號計算在頻率f下的原始I/Q減損。原始I/Q減損可以包括增益不平衡gR(f)和相位歪斜(根據覆信號計算I/Q減損的過程在上面討論過)。在4545，處理代理可以從在頻率f下的原始I/Q減損除去信號路徑的當前估計，以獲得在頻率f下的路徑補償了的I/Q減損(例如，如以上在「通過線性系統變換I/Q減損」部分、或者在「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」部分中所描述的)。信號路徑可以包括從發送器的I/O調製器到接收器的解調器的路徑。在頻率f的路徑補償了的I/Q減損可以代表對在頻率f下的發送器的殘留I/Q減損的估計。在有些實施例中，接收器可以遵守直接轉換體系架構，並且解調器可以是模擬I/Q解調器，在這種情況下，採樣了的覆信號可以通過對模擬I/Q解調器的複數模擬輸出進行數位化來捕捉。在其它實施例中，接收器可以遵守不同種類的體系架構，例如，超外差式體系架構。因而，接收器可以生成代表接收到的發送信號的實數模擬信號(例如，實數中頻信號)。實數模擬信號可以被數位化，以獲得採樣了的實數信號。然後，採樣了的覆信號可以通過計算生成，例如，通過數位化地混合採樣了的實數信號和數字正弦曲線的正交對，以分別獲得採樣了的覆信號的I和Q分量。在4550，處理代理可以基於在頻率f下的路徑補償了的I/Q減損更新在頻率f下的發送器的I/Q減損的估計。在有些實施例中，方法4500可以包括重複操作組So來確定在頻率f下的發送器的I/Q減損的收斂估計(或穩定估計)。(這種收斂估計可以解釋為在頻率f下的發送器的I/Q減損的測量)。例如，操作組可以重複，直到基於路徑補償了的I/Q減損的質量測量結果大於閾值。(質量測量可以是在頻率f下的鏡像抑制的負數)。收斂估計能夠用來至少部分地補償在頻率f下的發送器的I/Q減損。上述頻移動作可以利用在操作組的接連重複之間相位連續的頻移信號來執行。在有些實施例中，方法4500還可以包括多次執行(操作組So的)該重複操作，以確定在多個不同的頻率值f(例如覆蓋期望的傳輸(或通信)帶的值)的收斂估計。在有些實施例中，操作組So還可以包括在頻移操作之前從採樣了的覆信號除去在頻率f-ΔLO下的接收器的測量出的I/Q減損。在頻率f-ΔLO下的接收器的測量出的I/Q減損可以通過用常量的2x2矩陣M＝(mij)乘以採樣了的覆信號來除去，例如，根據關係：其中I(n)和Q(n)分別表示採樣了的覆信號的同相分量和正交分量。在一種實施例中，矩陣M可以具有特殊形式並且常量m21和m22可以基於以下表達式，根據在頻率f-ΔLO下的接收器的增益不平衡gRX(f-ΔLO)和接收器的相位歪斜確定：參見標題為「在單個頻率執行傳統減損補償」的部分。在另選實施例中，常量m21和m22可以基於在頻率f-ΔLO及其負數-(f-ΔLO)下的接收器的測量出的I/Q減損來確定，如在「計算真正的單點向量校準常量」部分中所描述的，並且尤其是在等式(1.81)和(1.82)。在有些實施例中，接收器的I/Q減損可以作為方法4500的一部分來測量，即，在頻移之前基於採樣了的覆信號來測量。例如，操作組So可以包括基於採樣了的覆信號測量在頻率f-ΔLO下的接收器的I/Q減損。用於執行這種測量的一種技術涉及：(a)計算採樣了的覆信號的I分量的在頻率f-ΔLO下的離散時間傅立葉變換值CI；(b)計算採樣了的覆信號的Q分量的在頻率f-ΔLO下的離散時間傅立葉變換值CQ；(c)基於值CI和CQ的量值計算在頻率f-ΔLO下的接收器增益不平衡；及(d)基於值CI和CQ的相位計算在頻率f-ΔLO下的接收器相位歪斜。對關於這種技術的實施例的更多信息，見「精確測量技術」部分。在有些實施例中，方法4500還可以包括在計算值CI和CQ之前對採樣了的覆信號應用時域窗口。時域窗口可以是矩形(統一)窗口或各種標準的非統一窗口中的任意一種。對關於矩形窗口的使用的更多信息，見「矩形窗口優化」部分。在有些實施例中，上述的接收器I/Q減損的測量和發送器I/Q減損的估計可以至少部分地並行執行。例如，在一種實施例中，可編程硬體元件(或者有可能多核處理器)可以配置為與對採樣了的覆信號的頻移操作並行地執行接收器I/Q減損的測量。在有些實施例中，操作組可以包括如上所述地測量在頻率f-ΔLO下的接收器的I/Q減損，如上所述地基於測量出的I/Q減損計算校正常量的2x2矩陣，然後在頻移操作之前對採樣了的覆信號應用2x2矩陣。換句話說，頻移操作被應用到從2x2矩陣的應用得到的修改了的覆信號(I』(n)，Q』(n))。在有些實施例中，假設接收器的I/Q減損已經在方法4500執行之前在感興趣的頻帶上測出。因而，數字濾波器的2x2矩陣可以基於接收器的I/Q減損來設計，如以上聯繫圖2A、2B和3並且在「寬帶I/Q減損均衡」和「濾波器設計」部分中所描述的。該操作組可以包括在頻移操作之前對採樣了的覆信號應用數字濾波器的2x2矩陣的操作。然後，結果產生的濾波了的覆信號可能受到頻移。在有些實施例中，預補償變換具有2x2矩陣的形式，並且矩陣具有矩陣的至少一個對角元素基於在頻率f下的發送器的I/Q減損的當前估計和在頻率-f下的發送器的I/Q減損的當前估計來計算的屬性、以及矩陣的至少一個非對角元素基於在頻率f下的發送器的I/Q減損的當前估計和在頻率-f下的發送器的I/Q減損的當前估計來計算的屬性。在有些實施例中，四個矩陣元素中的每一個都以這種方式計算。如上所述，處理代理可以從在頻率f下的原始I/Q減損除去信號路徑的當前估計，以獲得在頻率f下的路徑補償了的I/Q減損。在有些實施例中，信號路徑的當前估計可以包括在頻率f下的頻移信號的測量出和振幅。在一種實施例中，信號路徑的當前估計還可以包括在頻率f下的頻移信號的測量出的旋轉。在有些實施例中，信號路徑的當前估計可以基於信號路徑的DC縮放和DC旋轉。這種估計可以用於至少該組操作的第一次執行。在有些實施例中，方法4500還可以包括通過以下方式確定DC縮放和DC旋轉：向發送器提供零向量信號；向發送器提供非零DC向量信號；基於第一DC向量響應和第二DC向量響應計算DC縮放和DC旋轉，其中第一DC向量響應是響應於零向量信號在接收器測量出的，其中第二DC向量響應是響應於非零DC向量信號在接收器測量出的。對關於DC縮放和DC旋轉的確定的更多信息，參見「計算Rx和Tx之間的映射」部分和「用於為單個路徑計算DC映射和DC旋轉的方法」部分。確定接收器的I/Q減損在一組實施例中，用於確定接收器的I/Q減損的方法4600可以包括在圖46中所示的操作。方法4600可以由上述處理代理執行。在4610，處理代理可以指引輸入信號被提供給接收器。換句話說，處理代理可以發布命令以使輸入信號被提供給接收器(或者由接收器生成)。輸入信號可以包括在位移頻率f下的隔離音調和在位移頻率-f周圍的無效區間(即，只包含噪聲的區間)。(說音調在給定頻率下是「隔離的」意味著音調是除給定頻率的附近頻率(例如，在中心在給定頻率的頻率區間內)的噪聲之外的唯一能量源。如果噪聲能量太大，則測量質量將降級。音調優選是該附近頻率中的唯一顯著的能量源)。接收器可以配置為解調輸入信號，以便獲得採樣了的覆信號，例如，如以上以各種不同方式描述的。位移頻率f和-f可以是相對於接收器的本地振蕩器頻率的位移。在4615，處理代理可以基於採樣了的覆信號計算在頻率f下的接收器的I/Q減損。在4620，處理代理可以針對橫跨規定頻帶(例如當前選定的接收器的輸入頻帶或標準化的通信頻帶)的頻率值f重複指引(4610)和計算(4615)的動作。在4625，處理代理可以在存儲器中存儲針對頻率f的每個值的接收器I/Q減損。在有些實施例中，輸入信號由發送器提供，該發送器的本地振蕩器頻率從接收器的本地振蕩器頻率偏移一個非零值，例如，如以上以各種不同方式描述的。在有些實施例中，輸入信號由校準音調合成器提供。校準音調合成器是配置為為了校準其它系統而創建質量音調的系統。在有些實施例中，術語「質量音調」暗示在振幅、頻率、溫度或時間上的穩定性。在一種實施例中，接收器包括便於自校準的校準音調合成器。在有些實施例中，計算在頻率f下的接收器的I/Q減損的動作包括：計算採樣了的覆信號的I分量的在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CI；計算採樣了的覆信號的Q分量在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CQ；基於值CI和CQ的量值計算在頻率f下的接收器的增益不平衡；並且基於值CI和CQ的相位計算在頻率f下的接收器的相位歪斜。在有些實施例中，方法4600還可以包括在所述值CI和CQ的計算之前對採樣了的覆信號應用時域窗口，例如，如以下在「精確測量技術」部分中所描述的。測量與覆信號關聯的I/Q減損在一組實施例中，方法4700可以包括圖47中所示的操作。方法4700可以用來測量與由接收器產生的採樣了的覆信號關聯的I/Q減損。方法4600可以由處理代理(例如，在程序指令的控制下執行的計算機系統)執行。在4710，處理代理可以指引設備來利用刺激信號刺激接收器，該刺激信號具有在位移頻率f下的隔離音調和在位移頻率-f下的無效間隔。位移頻率f和-f可以解釋為關於接收器的本地振蕩器頻率的位移。採樣了的覆信號可以是響應於利用刺激信號的刺激動作而由接收器產生的基帶信號。在4715，處理代理可以計算採樣了的覆信號的I分量的在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CI。在4720，處理代理可以計算採樣了的覆信號的Q分量的在頻率f下的離散時間傅立葉變換值CQ。在4725，處理代理可以基於值CI和CQ的量值計算在頻率f下的採樣了的覆信號的增益不平衡g，其中增益不平衡g包括接收器的增益不平衡。在4730，處理代理可以基於值CI和CQ的相位計算在頻率f下的採樣了的覆信號的相位歪斜其中相位歪斜包括接收器的相位歪斜。在有些實施例中，處理代理可以在所述值CI和CQ的計算之前對採樣了的覆信號應用時域窗口。在有些實施例中，提供輸入信號的設備是校準音調發生器。在有些實施例中，設備是發送器，該發送器的本地振蕩器頻率從接收器的本地振蕩器頻率(故意地)偏移了一個非零量。在一種這樣的實施例中，採樣了的覆信號受到了頻移，以除去本地振蕩器頻率之間的差值，在這種情況下，增益不平衡g和相位歪斜可以部分地依賴於發送器的I/Q減損。特別地，增益不平衡g和相位歪斜可以代表發送器的I/Q減損、由(發送器的I/Q調製器和接收器的解調器之間的)信號路徑引入的失真以及接收器的I/Q減損的合成效果。在另一種這樣的實施例中，採樣了的覆信號是來自還沒有受到上述頻移的解調器的原始信號，因此，增益不平衡g和相位歪斜可以解釋為只包括由接收器引入的減損。在有些實施例中，方法4700還可以包括在計算值CI並計算值CQ之前對採樣了的覆信號應用時域窗口，例如，如下所述。在有些實施例中，接收器是向量信號分析器。在有些實施例中，操作4715至4730中的一個或多個可以由可編程硬體元件執行。在有些實施例中，操作4715至4730中的一個或多個可以在專用數字電路系統中執行。在有些實施例中，操作4715至4730中的一個或多個可以由處理器響應於程序指令的執行而執行。偏移LO校準技術偏移本地振蕩器(LO)方法允許同時進行接收器(RX)和發送器(TX)的I/Q減損的測量和載波洩漏測量。這種方法使用可獨立調諧的LO用於發送器和接收器，例如，如圖48中所示。在有些實施例中，發送器LO的步長(stepsize)和/或接收器LO的步長本質上可以是分數或整數。在有些實施例中，發送器的步長和/或接收器LO的步長應當是整個瞬時帶寬的小百分比。發送器包括I/Q調製器4810和前端4815。在非零位移頻率f下的復指數音調被提供給I/Q調製器4810。I/Q調製器4810利用音調調製承載信號(也稱為「本地振蕩器信號」)，以獲得調製了的信號。承載信號由發送器LO4805提供。調製了的信號由發送器前端4815發送到傳輸介質(例如，電纜4820)上。接收器的前端4830接收發送了的信號並且調節所接收到的信號，以獲得調節了的信號。I/Q解調器4835利用由接收器LO4840提供的承載信號解調調節了的信號，從而得到具有表示為RXI和RXQ的分量的解調信號。如圖49中所示，將RX和TX載波彼此偏移將使得音調、音調的接收器鏡像、音調的發送器鏡像、發送器的載波洩漏和接收器的載波洩漏呈現在不同的頻率。所說明的頻譜基於在接收器的解調信號。發送器在31MHz下產生音調。該頻譜包括兩個不同的載波洩漏，一個是由於發送器的LO洩漏，另一個是由於接收器的LO洩漏。頻譜還包括音調的兩個不同主鏡像，一個是由於發送器的I/Q減損，另一個是由於接收器的I/Q減損。此外，頻譜包括發送器的鏡像的接收器鏡像，以及發送器的載波洩漏的接收器鏡像，這二者都是由於接收器的I/Q減損。在這個例子中，接收器載波設置成比發送器載波低6MHz。這使得音調、發送器的鏡像和發送器的洩漏呈現出在接收器比在發送器高6MHz的頻率。於是，除接收器洩漏之外，由於I/Q解調器的減損的結果，由發送器產生的這三個信號(音調、TX鏡像(TXImage)和Tx洩漏(TXLeakage))中每一個都在I/Q解調器之後具有對應的鏡像。通過知道發送和接收LO之間的頻率偏移以及在調製器之前在發送器產生的音調的頻率，所有減損假象的確切頻譜位置都可以完全確定。如果我們令FreqOffset＝TxCarrierFrequency-RxCarrierFrequency，(1.75)則接收到的頻譜中的頻譜特徵的(如接收器看到的)頻率位置是：RxTone＝TxTone+FreqOffset(1.76)TxLeakage＝FreqOffset(1.77)TxImage＝FreqOffset-TxTone(1.78)RxImage＝-TxTone-FreqOffset(1.79)RxLeakage＝0Hz(1.80)RxImageofTxImage＝TxTone-FreqOffset(1.81)＝RxTone-2FreqOffsetRxImageOfTxLeakage＝-FreqOffset.(1.82)測量接收器的I/Q減損和載波洩漏是以與在「精確測量技術」部分中所進行的相同的方式執行的。但是，測量發送器的減損一般而言涉及更多，因為有多個事情要考慮。測量發送器的減損會涉及除去接收器減損。圖50示出了在除去接收器的I/Q減損之後接收到的頻譜。在那種去除之後，頻譜可以按-FreqOffset來頻移，如圖51中所示。現在，偏移了的頻譜中「音調」的頻率位置與音調原始在發送器產生時的頻率f相同。此外，發送器的洩漏(TXLeakage)和發送器的鏡像(TXImage)在正確的頻率位置(分別是-f和零)下，以便一旦計算出並除去旋轉就使用在「精確測量技術」部分中找到的算法。(旋轉可以利用在「計算RX和TX之間的映射」部分中所描述的方法來計算)。這種算法將給出對發送器的I/Q減損和發送器的LO洩漏向量的估計。這種用於測量發送器的I/Q減損的方法只要信號路徑(包括發送器的前端和接收器的前端)具有偶量值響應和奇相位響應就會起作用。事實上，情況不是這樣，而且甚至量值或相位中的小擾動都會對測量造成嚴重的問題。迭代算法消除了這個問題。迭代算法的迭代涉及基於發送器減損的當前估計執行預校正(例如，利用「計算真正的單點向量校準常量」部分的方法)，並且從在接收器測量出的減損除去信號路徑的最佳可用的估計(利用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」部分的方法)。迭代算法甚至在那些減損的初始估計中有誤差的時候也允許測量發送器減損。通過進行以上方法中除了除去接收器減損之外的每件事，測量發送器的減損可以進一步優化。圖52中示出的是沒有首先除去接收器減損的頻移頻譜。通過把這些減損留在頻譜中，在頻率f(即，在這個例子中是31MHz)下測量出的減損不確切地等於發送器的I/Q減損，因為接收器的減損使測量失真。但是，用於除去RF前端的失真的相同迭代算法也可以除去由於接收器減損造成的失真。雖然理想地是除去接收器的減損更好，但是在實際當中這在校準期間花費額外的時間。約束雖然這種方法是高度期望的，因為多個測量可以並行地進行，但它確實伴有約束。主要的約束是它不能用來測量振幅，因為它測量接收器振幅和發送器振幅的組合，而在沒有別的測量的情況下沒有任何方式分離這二者。但是，如果接收器振幅或者發送器振幅已知，則這二者可以分離。在大部分情況下，相對於頻率，振幅比I/Q減損變化慢。因此，單獨的測量過程可以用於通過比用於在瞬時帶寬上確定I/Q減損的步長粗糙的頻率步長來測量接收器振幅或者發送器振幅。因此，包括振幅在內的總測量時間仍比二選一(alternative)快得多。關於偏移LO方法的另一個小問題是它對校準頻率規劃置以約束。依賴於LO偏移ΔLO的值，有可能在各個測量偏移量下得到破壞測量。如圖49中所示，在頻率頻譜中有七個能量響應於音調的傳輸而出現的位置。為了正確測量對於發送器和接收器的全部減損，全部這七個信號必須保持正交，即，沒有兩個信號不可以在相同的頻率位置出現。例如，如果接收器的LO設置成2.400GHz並且發送器的LO設置成2.39GHz，則測量破壞將在所發送的基帶音調為4MHz時出現，因為這將把音調確切地放在RX洩漏(RXLeakage)；在-4MHz時出現，因為這將把TX鏡像放在RX洩漏；或者在8MHz時出現，因為這將把RX鏡像(RXImage)放在TX洩漏。為了避免這些問題，發送了的音調(TxTone)不能位於以下頻率處：{N*FreqOffset：N＝-3，-2，-1.0，1，2，3}.此外，還有帶寬限制。總的可測帶寬是(TotalBW-LO_StepSize)，而總的對稱可測帶寬是(TotalBW-2*LO_StepSize)。這是LO步長必須是總瞬時帶寬的一部分(優選是一小部分)的原因。例如，如果瞬時帶寬為100MHz，並且LO步長只有25MHz，則帶寬的75MHz理論上是可測量的。實際上，由於我們通常期望對稱的帶寬(即，+/-25MHz而不是-25MHz-50MHz)，因此我們的對稱可測帶寬只有50MHz。此外，由於在帶邊緣的衰減(roll-off)效應，有更少的可測帶寬。計算真正的單點向量校準常量考慮到在了解f和-f的I/Q減損的情況下，這部分示出如何計算用於將理想地在單個位置預校正的真正單點校準的常量(即，理想地預補償單個頻率f的I/Q減損)，如在圖53A和53B中指示的。單點向量校準校正5310在雙點向量破壞模型5320之前。因而，作為輸入被提供給單點向量校準校正的在頻率f下的復指數音調被預失真，以產生覆信號cos(2πft)+jΓsin(2πft+θ)預失真了的信號通過破壞模型5320進一步失真，從而導致等於原始復指數音調的校正了的輸出信號。根據「破壞I/Q減損」部分，我們知道如何得出代表系統的I/Q減損的2x2頻率響應矩陣H。在該部分中，我們發現A(f)、EB(f)、C(f)和D(f)是由「雙點I/Q減損」(即，由在f下的I/Q減損和在-f下的I/Q減損)確定的。此外，根據「添加約束」部分(即，情況6，其中A和C是常量，而EB和ED是零)，單點校正的結構已知。利用這種信息，可以確定真正的單點校準係數α和β。給定A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)這些值，目的是確定值α和β。給定雙點I/Q減損，即，增益不平衡值g1(f)＝g(f)並且g2(f)＝g(-f)和相位歪斜值並且A(f)、EB(f)、C(f)和ED(f)根據等式(1.56)至(1.59)已知。α和β的值可以根據如以下表達式中所示的Γ和θ確定：α＝Γsin(θ)(1.75)β＝Γcos(θ).(1.76)利用圖54的矢量圖，沿著x軸的求和獲得等式(1.77)，並且沿著y軸的求和以獲得等式(1.78)：CΓsin(θ)-EDΓcos(θ)＝-A(1.77)CΓcos(θ)+EDΓsin(θ)＝1-EB(1.78)我們依賴於事實：HT{sin(t)}＝-cos(t)，HT{cos(t)}＝sin(t)，其中HT表示Hilbert變換。等式(1.77)和(1.78)暗示：在不需要求解α和β的時候，求解Γ和θ將告訴我們波形的新增益和相位需要要確切地消除I/Q破壞的影響。應當指出，由(1.81)和(1.82)給出的校正係數α和β一般而言與用如在「在單個頻率執行傳統減損補償」部分中所述傳統單點補償中的α和β不同。(因而，當用作預補償時，即，當用在圖53A和53B中時，傳統單點補償值一般而言將給出不夠理想的補償)。但是，存在其中兩個係數對衝突的特定情況。如在「破壞I/Q減損」部分中所解釋的，當增益不平衡和相位歪斜函數是偶函數時，破壞模型值減小到：EB(f)＝0ED(f)＝0.因而，等式(1.81)和(1.82)將專用於：這是與傳統單點補償所用相同的值。用於測量TX減損的迭代技術現在參考圖55A，測量接收濾波器5525的振幅響應和接收器的I/Q減損的問題得以簡化(相對於發送器的對應問題)，因為源自I/Q解調器5530的I/Q減損在接收濾波器5525的失真效果之後發生。例如，如果純音調是至接收路徑的輸入信號，則接收濾波器的失真將只更改單個音調的量值和相位。然後，這個更改了的純音調將通過I/Q解調器失真，從而產生I/Q減損。當校準接收器時，我們可以首先除去接收器的I/Q減損，只留下濾波器的振幅和相位響應效果，然後，如果期望的話，就在附加的步驟中校正濾波器的振幅和相位失真。但是，對於發送器，情況不是這樣。圖55B中示出的是用於發送器和接收器組合的信號路徑。發送器包括I/Q調製器5510和發送濾波器5515。在有些實施例中，發送和接收LO是共享的。當發送器創建單個音調時，I/Q調製器5510引入發送I/Q減損。然後，這些減損在最後到達I/Q解調器之前穿行通過發送信號路徑、電纜和接收信號路徑。I/Q調製器輸出和I/Q解調器輸入之間的這條路徑破壞在接收器取得的發送I/Q減損的測量。此外，解調器的I/Q減損進一步破壞在接收器取得的發送器I/Q減損的測量。在另選的實施例中，接收器可以基於另選的RF體系架構(即，不同於直接轉換體系架構)，以使得接收器的I/Q減損非常小，即，小到足以忽略不計。圖55C中示出的是信號路徑中的非扁平振幅響應如何破壞在接收器看到的I/Q減損的例子。I/Q調製器所產生的是實際的I/Q減損。然後，發送信號路徑破壞它們，之後是由於電纜的電延遲造成的相位旋轉，之後是由接收信號路徑造成的另一個破壞。除了振幅，相位響應(圖55C中未示出)也造成不同但是相關的問題。對初始觀察，看起來理想的解決辦法將是首先表徵I/Q調製器和I/Q解調器之間信號路徑的量值和相位。然後，通過利用在「通過濾波器更改增益不平衡和相位歪斜」部分中的計算，信號路徑的影響可以從接收器測量出的I/Q減損除去。但是，給定用於減損抑制的性能需求，這不是一個合理的任務。為了實現比-80dB更好的鏡像抑制，相位歪斜需要小於0.01度。甚至在更低的RF頻率，這也意味著絕對相位必須穩定和可測量，比微微秒的準確度更好。此外，I/Q減損更改來自調製器的信號的量值和相位，如在「來自I/Q減損的量值和相位破壞」部分中所述並且在圖58A的等式(4.9)中所表達的那樣。因此，為了確定信號路徑的量值和相位響應，發送器的I/Q減損將需要是已知的，而發送器的I/Q減損正是我們嘗試要測量的。通過信號路徑確定確切I/Q減損的更好方法是對解進行迭代。給定對信號路徑的振幅和相位的粗略估計以及對I/Q減損的估計，確切的I/Q減損可以通過足夠的迭代來確定。(迭代可以利用如下所述的共享LO或偏移LO來執行。在共享LO的情況下，接收器的I/Q減損需要是已知的。在偏移LO的情況下，接收器I/Q減損不需要已知，儘管知道它們會有幫助。在這兩種情況下，發送器的I/Q減損不需要事先已知。它們將作為迭代的結果來確定)。迭代的總數將很大程度上依賴於初始估計和性能標準。以下列出的是用於對共享LO和偏移LO確定發送器減損的過程。這個過程測量在瞬時帶寬內所有的校準頻率位置，一旦對於給定的瞬時帶寬所有測量都已經完成，就只對這些測量進行迭代。在關於優化的部分中給出的是獲得相同結果但一般而言需要更少迭代的修改了的過程。迭代方法步驟(概述)：1.調諧RX和TXLO。2.測量RX減損。3.測量RX和TX之間的映射。4.在TX施加估計的減損校正。5.在TX生成音調並且在RX進行測量。6.從#5除去RX減損。7.除去信號路徑估計(例如，應用來自#3的映射)。8.組合來自#7的所有迭代的結果，以產生更新了的減損估計。9.如果性能度量可接受，就前往#10；否則就前往#4進行迭代。10.對每個LO頻率重複步驟#1至#9。迭代方法步驟(描述)1.把發送和接收LO調諧到第一期望LO頻率。如果使用共享LO(利用相同的LO或者利用兩個鎖定到一起的分離的LO)，則LO將處於相同的頻率。在偏移LO的情況下，LO彼此偏移某個已知的確切的量。在任何一種情況下，都確保所有LO是鎖相的。針對關於選擇工作偏移量的更多信息，見「偏移LO方法校準方法」部分的「約束」子部分。還要記住在測量中使用的窗口。如果不使用窗口，就像在「矩形窗口優化」部分中所做的那樣，則要確保偏移LO值局限於那個部分中給定的頻率。2.(在使用偏移LO方法時是可選的)對於要測量發送器的每個帶內偏移頻率，測量接收器的增益不平衡和相位歪斜。這可以通過使用在「精確測量技術」部分中規定的測量方法來實現。由於使用偏移LO使鏡像鏡像看起來對於接收和發送處於不同的頻率，因此除去接收減損不像在共享LO的情況中那樣是關鍵的。在所有已知的數據集中，當LO被偏移時，這種迭代方法收斂，而無需知道接收減損。但是，接收減損確實對發送減損造成某種破壞。因此，如果它們太嚴重，那麼，即使在使用偏移LO時，它們也會造成這種迭代方法發散，而不是收斂。3.把發送器輸出連接到接收器輸入。4.(只針對偏移LO方法)按等於LO偏移量的量來頻移接收器的頻譜。例如，如果發送器的LO位於2.400GHz並且接收器的LO位於2.404GHz，則使頻譜偏移正4MHz。頻移必須鎖相到LO，否則在步驟5中作出的旋轉估計將不能保持固定。5.通過使用「計算RX和TX之間的映射」部分中的算法確定接收和發送之間的旋轉和縮放映射。由於洩漏會對帶內功率敏感，因此，為了更好的結果，在瞬時帶寬的某個地方應用音調。這種映射將是恆定的並且一旦LO設置好就可以重複。因而，在至少一些實施例中，LO需要是鎖相的。當使用偏移LO方法時，確切的LO偏移量是已知的。6.如果這是#6的第一次迭代，就不在發送器應用任何校正(直通)並且前進到#7。否則，基於#10中的測量在發送器應用校正濾波器。7.對於每個期望的帶內測量位置，在發送器應用復指數音調，並且通過使用「精確測量技術」部分中的計算方法在每個頻率偏移量確定原始增益不平衡和相位歪斜。8.(當使用偏移LO方法時是可選的)對於#7中每個測量出的值，通過數學方式除去接收器的增益不平衡和相位歪斜。這可以通過「從測量出的輸出減損除去接收器減損」部分中所描述的計算來進行。這在解調器之前放置發送器的測量。代替步驟#8，另一種方法是在步驟#7之前在接收器應用校正濾波器(根據「寬帶I/Q減損均衡」部分)並且通過該校正傳遞捕捉到的波形。這種方法不準確，因為，由於有限的濾波器閥，校正濾波器有可能不像測量那麼準確。9.對於#8中每個計算出的值，通過使用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中描述的變換除去近似已知的旋轉、縮放、量值和相位。旋轉和縮放是在步驟#5中確定的。在第一次迭代之後，量值的估計也可以確定。這近似地在調製器的輸出設置測量。如果測量確切地處於調製器的輸出，則我們將不需要這種迭代方法。需要這種迭代方法是因為我們在所需準確度之內不知道調製器的輸出和解調器的輸入之間的路徑的旋轉、縮放、量值和相位。10.通過找出所有增益不平衡之積(當使用線性標度時)以及基於每個頻率偏移量和LO組合的所有相位歪斜之和來組合來自#9的所有迭代的結果。例如，如果測量是在-15MHz、-5MHz、5MHz和15MHz下執行的，則只有在-15MHz下取得的測量從其它迭代組合到一起。當在#13中移動到另一個LO時，這種組合重新開始，使得在-15MHz和LO＝2.4GHz下的測量不與在-15MHz和LO＝2.6GHz下的測量組合。11.根據在#9中測量出的並且由等式4.15計算出的每個帶內頻率位置的增益不平衡和相位歪斜計算鏡像抑制。通過找出所有鏡像抑制計算的最小值確定較壞情況下的整個頻帶的鏡像抑制。12.如果來自#11的鏡像抑制滿足所需的性能度量，則最終的增益不平衡和相位歪斜測量是步驟#10中計算出的那些並且對於這個LO頻率不需要更多迭代，否則通過前往#6對解進行迭代。13.對每個LO頻率重複步驟#1至#11。在一組實施例中，發送器的I/Q減損可以根據附錄A中給出的方法來估計。結果圖56A和56B示出了根據迭代方法的一種實施例的每次迭代的改進(即，收斂速率)。在至少一些實施例中，對於量值，迭代方法具有[-3dB，3dB]的收斂區間，對於相位，具有[-30度，30度]的收斂區間。在這些實施例中，如果量級或相位具有在這些區間之外的誤差，則測量序列將發散。圖56A和56B示出了對於量值誤差和相位誤差的每次迭代的收斂。優化這部分描述如何優化上述迭代過程來使用更少的總採集並因此使用更少的校準時間。關於上述迭代過程的問題是：除了在迭代之間計算新濾波器，它還對瞬時帶寬內的單個寬帶測量進行多次採集。但是，通過使用單點向量校準來對單個點進行迭代以確定其實際的減損值，從而採集的總數可以大大減少。然後，通過步進穿過帶，減損的前一測量位置變成下一測量位置的估計。當減損跨帶變化不是很快時，這很好地起作用，因而對附近的實際值提供好的估計。通過添加這種優化，創建如下的頻率規劃是可取的：[Δf/2，-Δf/2，2*Δf/2，-2*Δf/2，3*Δf/2，-3*Δf/2，...，N*Δf/2，-N*Δf/2]對於整數N，其中Δf是瞬時帶寬中頻率測量位置的間距。由於它通過使用其鄰居產生要測量的新點的最佳估計，這得到優化的最大益處。由於這種方法使用發送器的真正單點校準，因此它需要關於在音調位置及其鏡像的減損的信息。這是在正和負頻率之間交替的原因。對以下編號的過程，也假設這種交替的頻率規劃。優化的迭代方法步驟(描述性的)：1.把發送和接收LO調諧到第一期望LO頻率。如果使用共享LO(利用相同的LO或者利用兩個鎖定到一起的分離的LO)，則LO將處於相同的頻率。在偏移LO的情況下，LO彼此偏移某個已知的確切的量。在任何一種情況下，都確保所有LO是鎖相的。對關於選取工作偏移量的更多信息，參見「偏移LO方法校準方法」部分的「約束」子部分。還要記住在測量中使用的窗口。如果不使用窗口，就像在「矩形窗口優化」部分中所做的那樣，就要確保偏移LO值局限於那個部分中給定的頻率。2.(在使用偏移LO方法時是可選的)對於要測量發送器的每個帶內偏移頻率，測量接收器的增益不平衡和相位歪斜。這可以通過使用在「精確測量技術」部分中規定的測量方法來實現。由於使用偏移LO使鏡像看起來對於接收和發送處於不同的頻率，因此除去接收減損不像在共享LO的情況中那樣是關鍵的。在所有已知的數據集中，當LO是偏移量時，這種迭代方法收斂，無需知道接收減損。但是，接收減損確實對發送減損造成某種破壞。因此，如果它們太嚴重，那麼，即使在使用偏移LO時，它們也會造成這種迭代方法發散，而不是收斂。3.把發送器輸出連接到接收器輸入。4.(只對於偏移LO方法)按等於LO偏移量的量頻移接收器的頻譜。例如，如果發送器的LO位於2.400GHz並且接收器的LO位於2.404GHz，則使頻譜偏移正4MHz。頻移被鎖相到LO。(否則在步驟5中作出的旋轉估計將不能保持固定。)5.通過使用「計算RX和TX之間的映射」中的算法確定接收和發送之間的旋轉和縮放映射。由於洩漏會對帶內功率敏感，因此，為了更好的結果，在瞬時帶寬的某個地方應用音調。這種映射應當保持恆定並且一旦LO設置好就可以重複。因而，在至少一些實施例中，LO是鎖相的。當使用偏移LO方法時，確切的LO偏移量是已知的。6.如果這是對這個特定LO頻率的#6的第一次迭代，就不在發送器應用任何校正(僅是通過)並且前進到#7。可選地，如果這是對這個特定LO頻率的#6的第一次迭代，則在步驟#5中應用0Hz附近的音調並且使用與算法中使用的洩漏(0Hz)信息同時獲取的增益不平衡和相位歪斜信息來對音調和鏡像都產生減損的初始估計。否則，利用在「計算真正的單點向量校準常量」中找到的計算基於以下的測量在發送器應用單點校正(假設以上提供的頻率規劃)。a.如果這是從#13開始的#6的第一次迭代，則最佳音調估計在變量$Previous_Impairments2中找到。否則，#10的當前值是最佳估計。b.最佳鏡像估計在變量$Previous_Impairments1中找到。7.對於當前測量位置，在發送器應用復指數音調，並且通過使用「精確測量技術」部分中的計算方法對這個特定的帶內頻率偏移量確定原始增益不平衡和相位歪斜。8.(當使用偏移LO方法時可選的)對於#7中每個測量出的值，通過數學除去接收器的增益不平衡和相位歪斜。這可以通過「根據測量出的輸出減損除去接收器減損」部分中所描述的計算來進行。這在解調器之前設置發送器的測量。代替步驟#8，另一種方法是通過(根據從「寬帶I/Q減損均衡」部分)計算所需的校正來在步驟#7之前在接收器應用校正濾波器並且通過該校正傳遞捕捉到的波形。這種方法不準確，因為，由於有限的濾波器閥，校正濾波器有可能不像測量那麼準確。9.通過使用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中描述的變換，從#8除去近似已知的旋轉、縮放、量值和相位。旋轉和縮放是在步驟#5中確定的。量值的良好估計可以通過以在步驟#6中找出減損的良好估計的相同方式使用其鄰居量值來找出。這近似地在調製器的輸出設置測量。如果測量確切地在調製器的輸出，則我們將不需要這種迭代方法。需要這種迭代方法是因為我們在所需準確度之內不知道調製器的輸出和解調器的輸入之間的路徑的旋轉、縮放、量值和相位。10.通過找出所有增益不平衡之積(當使用線性標度時)以及基於每個頻率偏移量和LO組合的所有相位歪斜之和來組合來自#9的所有迭代的結果和變量$Previous_Impairments2。例如，如果測量是在-15MHz、-5MHz、5MHz和15MHz下執行的，則只有在-15MHz下取得的測量從其它迭代組合到一起。當在#13中移動到另一個LO時，這種組合重新開始，使得在-15MHz和LO＝2.4GHz的測量不與在-15MHz和LO＝2.6GHz的測量組合。11.通過利用來自#9和等式4.15的增益不平衡和相位歪斜信息來計算鏡像抑制。12.如果來自#11的鏡像抑制滿足所需的性能度量，則用於當前測量位置的最終的增益不平衡和相位歪斜測量是步驟#10中計算出的那些並且對這個LO頻率不需要更多迭代。因此，前進到#13並且把變量$Previous_Impairments1中的值保存到$Previous_Impairments2中，並且在變量$Previous_Impairments1中存儲當前測量。否則，通過前往#6對解進行迭代。13.對每個帶內頻率測量位置重複步驟#6至#12。14.對每個LO頻率重複步驟#1至#13並且清除所有變量。在有些實施例中，發送器的I/Q減損可以利用如附錄B中所述的偏移LO來估計。在其它實施例中，發送器的I/Q減損可以利用如附錄C中所述的共享LO來估計。來自I/Q減損的量值和相位破壞這部分導出對理解I/Q減損如何破壞信號的量值和相位有用的各種等式。我們將看到形式為的信號s(f，t)包括在頻率f下的音調和在頻率-f下的鏡像。圖57提供了用於音調和鏡像的振幅的記法。包括等式(4.8)至(4.21)的推導在圖58A和58B中給出。等式(4.11)規定音調的振幅|α|為I/Q減損的結果。注意，如果增益不平衡等於一併且相位歪斜等於零，則音調的振幅沒有變化。此外，一旦減損已知，鏡像抑制就可以直接通過使用等式(4.15)來計算。精確測量技術這部分描述用於準確且快速地測量量值、相位、洩漏、增益不平衡和相位歪斜的方法。除了測量質量和速度，該方法還有助於用於甚至更大計算加速的FPGA實現。這種方法是在輸入注入已知信號然後在輸出進行測量的刺激/響應方法。具體而言，刺激是純復指數，其頻率等於用於期望測量的頻率位置。在有些實施例中，這種復指數是由校準合成器或者由循環回到接收器的發送器生成的。對於復指數的每個頻率，響應被數位化並處理，以便確定對應的測量。這部分的剩餘部分討論數位化了的響應數據如何被處理，以給出感興趣的測量。當這種處理被認為在時域內時，基本的構思是把每個信號混合到DC，然後採用平均的方法來得到精確的結果。在頻域，這可以看作是少數單點窗口化離散時間傅立葉變換的計算。這種解釋和推導將假設在計算DTFT之前使用矩形窗口(其寬度等於採集長度(acquisitionlength))。開窗及其效果在下一部分「矩形窗口優化」中更詳細地討論。等式6.1描述了模擬響應的預期形式。這種形式假設刺激是處於已知頻率f的復指數。等式6.3定義具有無限支持的DTFT，並且因此對於實際的計算是不可實現的。等式6.4通過使用矩形窗口給出具有有限支持的DTFT。值w代表關於區間[π，π]的標準化的數位化頻率。從f到w的轉換由w＝2πf/採樣率給出。測量信號的洩漏不需要偏移而且僅僅需要進行求平均，因為其頻譜成分已經位於0Hz。為了測量給定音調的量值和相位，首先通過用復指數乘以與音調頻率相等且相反的頻率來混合下至0Hz的複數音調。然後在採集長度上把結果求平均。對於在感興趣的頻率下對複數輸入信號取單點DTFT，這同樣是等效的。s[n]＝ADC_Sampling(s(t，t))(6.2)AI＝Re(Avg{s[n]exp(-jwn)})(6.6B)AQ＝Im(Avg{s[n]exp(-jwn)})(6.6C)作為替代，{s[n]}的相位可以根據以下表達式來計算：計算增益不平衡和相位歪斜涉及獨立地找出I和Q信號的量值和相位。例如，在圖59中，「Q實際」信號是與同相信號(即，「I參考」信號(相比具有0.6增益不平衡和20度相位歪斜的26MHz信號。但是，「Q期望」軌跡給出了理想的正交信號，它從同相信號偏移90度。通過測量同相分量(「I參考」)的量值和相位，理想的正交信號可以通過其相對於同相分量的正交性來確定。然後，通過知道正交信號(「Q實際」)的實際量值和相位，理想正交信號和實際正交信號之差可以被確定。圖60和61中示出的是用於同相和正交相信號分量的(即，用於圖59中「I參考」信號和「Q實際信號」的)量值。由於覆信號s(t)的每個分量都是實數值信號，因此被預期具有對稱的量值響應。為了找出增益不平衡g(f)，確定在音調的頻率位置的每個信號分量的增益，然後用I增益去除Q增益，如等式6.12中所給出的。等式6.8至6.11示出了如何計算每個成分的量值和相位。遵循假設同相信號是理想的並且正交相位信號包含所有減損的慣例，該減損是相對於同相信號參考而計算的。(其它慣例也是可能的，如以上以各種不同方式描述的。例如，正交信號也同樣可以選擇作為參考)。因此，量值和相位是通過找出單點DTFT而為I信號和Q信號中每一個計算的。然後，這些量值和相位通過等式6.12和6.13組合到一起，以便確定正交信號分量的增益不平衡和相位歪斜。在以下等式中，I(n，w)是I(t，w)的採樣版本，並且Q(n，w)是Q(t，w)的採樣版本。‖I(w)‖＝|Avg{I(n，w)exp(-jwn)}|(6.8)‖Q(w)‖＝|Avg{Q(n，w)exp(-jwn)}|(6.10)在另選實施例中，‖I(w)‖、Phase{I(w)}、‖Q(w)‖和Phase{Q(w)}可以如下計算：‖I(w)‖＝Sum{I(n，w)exp(-jwn)}|/N.(6.8)‖Q(w)‖＝|Sum{Q(n，w)exp(-jwn)}|/N(6.10)其中N是採集尺寸。圖62說明了用於計算LO洩漏、振幅、增益不平衡、鏡像抑制和相位歪斜的軟體實施例(以LabVIEW圖形程式語言編寫)。在有些實施例中，對以下的計算是由可編程硬體元件(例如，接收器的FPGA)執行的。Sum{Re(Q(n，w)exp(-jwn))}Sum{Im(Q(n，w)exp(-jwn))}Sum{Re(s[n])}Sum{Im(s[n])}圖63示出了接收由FPGA計算出的求和值並且基於那些求和值和獲取長度計算LO洩漏、振幅、增益不平衡和相位歪斜的LabVIEW圖形程序(VI)。(本文所述的各種計算機系統中任意一種都可以包括用於執行包括電腦程式的軟體基礎設施，其中電腦程式例如LabVIEW圖形程序)。矩形窗口優化在有些實施例中，非矩形窗口可以應用到複數數位訊號{s(n)}。各種標準窗口類型中任意一種都可以使用。在其它實施例中，沒有窗口明確地應用到複數數位訊號。但是，通過只對有限的採集區間執行計算，隱含地應用矩形窗口。如果我們對音調在頻譜中的設置置以頻率規劃約束或者判斷計算出的測量誤差為可接受，則沒有窗口需要明確地應用到複數數位訊號。(因而，我們可以避免存儲窗口值所需的存儲器，從而使硬體利用最小化)。否則，窗口應當用來進行測量。這部分將討論：，對頻率規劃約束的推導、以及當不使用窗口時如果不使用受約束的頻率規劃將產生的測量誤差。以下是對矩形窗口的推導(即，沒有明確的窗口)。僅僅是為了參考，等式5.9是用於標準DTFT的等式並且等式5.12給出用於有限幾何系列的閉型解。矩形窗口在有限區間上定義為一併且在其它地方為零。因此，其DTFT由5.11給出。利用等式5.12的幾何恆等式，窗口的DTFT可以簡化成等式5.13。最後，由於5.13的最後一個表達式的第一項具有單位量值，因此時數振幅由等式5.14給出。應當注意，對於純音調，開窗音調中的空值(null)將發生在Ftone+/-N*SampleRate/AcqLength，Ftone是音調頻率，AcqLength是複數數位訊號的採集中樣本的個數，而SampleRate是複數數位訊號的樣本被採集的速率。還要注意，對於鏡像抑制計算，如果我們確信所有生成的音調只存在於SampleRate/AcqLength的倍數，則在測量中將不會有任何頻譜洩漏。圖64-65示出了具有公共採樣率120MHz和不同採集長度的振幅頻譜|RECT(w)|的兩個相應的圖。第一個圖(圖64)對應於採集長度20。第二個圖(圖65)對應於採集長度128。一般化的推導給定圖66的系統模型，我們可以根據輸入I/Q減損gin(ω)和以及輸出I/Q減損gout(ω)和為頻率響應U(ω)和V(ω)推導函數形式。此外，我們可以根據頻率響應U(ω)和V(ω)及輸入I/Q減損推導輸出減損。這兩個推導都依賴於以下預備步驟。系統模型暗示：其中u(t)和v(t)是分別對應於U(ω)和V(ω)的脈衝響應。利用用於餘弦和正弦函數的標準恆等式，我們獲得：在exp(jωt)中收集項的係數以及分離地在exp(-jωt)中項的係數給出以下兩個等式：但是，等式(7.8a)適用於所有ω。因此，我們可以用-ω代替ω，並且獲得：等式(7.7)和(7.8b)定義未知向量[]U(ω)，V(ω)]T中的2x2矩陣等式，其解由圖67中的等式(7.9)和(7.10)給出。現在，給定輸入減損以及濾波器U(ω)和V(ω)的頻率響應，我們推導輸出減損。根據等式(7.7)和(7.8a)可以看到計算輸出減損是不可能的，因為問題被超定了。但是，由於U(ω)和V(ω)都是實數值濾波器，因此在它們的正和負頻率響應之間存在直接關係，即，U(-f)＝U＊(f)和V(-f)＝V＊(f)。因此，從測量出的輸出減損除去接收器減損在這部分中，給定輸出減損gout(f)和以及系統本徵減損gsys(f)和我們推導用於計算系統的輸入減損gin(f)和的方法。這種方法可以用來從在接收器的輸出(例如，I/Q解調器的輸出)測量出的減損除去接收器本徵的減損，以便確定在接收器的輸入(例如，I/Q解調器的輸入)的減損。給定用於圖66的系統模型的頻率響應U(f)和V(f)以及輸出減損gout(f)和我們可以從等式(7.7)開始計算輸入減損gin(f)和在這裡關於頻率用f代替ω來拷貝：如果我們定義則等式(7.14)可以更簡練地表示為：Zin(f)＝{-jU(f)+Zout(f)}/V(f).(7.17)我們可以通過使用gin(f)恆等於一、恆等於零、gout(f)等於系統的增益不平衡gsys(f)並且等於系統的相位歪斜的具體假設從圖67的等式(7.9)和(7.10)確定U(f)和V(f)。在這些具體的假設下，等式(7.9)和(7.10)專用於：如果我們定義則等式(7.15)和(7.16)可以表示為：U(f)＝(j/2){Zsys(-f)*-Zsys(f)}(7.21)V(f)＝(1/2){Zsys(f)+Zsys(-f)*}.(7.22)通過把這些表達式替換到等式(7.17)中，我們獲得：這種由等式(7.23)至(7.25)規定的計算方法可以用來從在接收器的輸出(例如，I/Q解調器的輸出)測量出的減損gM(f)和除去接收器本徵減損gRX(f)和以便如下獲得在接收器的輸入(例如，I/Q解調器的輸入)的減損gin(f)和附加實施例在以下編號的段落中公開。1.一種用於操作接收器的方法，該方法包括：從通信介質接收模擬輸入信號；對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相信號和模擬正交信號；對模擬同相信號和模擬正交信號進行數位化，以分別產生數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)；根據以下表達式變換數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)，以產生結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert變換，其中，計算係數a、b、c和d，以實現對接收器在頻率f和-f下的I/Q減損的至少部分補償，其中每個係數都是基於接收器在頻率f下的測量出的I/Q減損和接收器在頻率-f下的測量出的I/Q減損來計算的。1B.段落1的方法，其中，作為對以上給出的表達式的另選方案，結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)根據以下表達式變換：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).2.段落1的方法，其中模擬輸入信號是純音調。3.段落1的方法，其中模擬輸入信號是攜帶二進位信息流的通信信號。4.一種接收器，包括：I/Q解調器，配置為接收模擬輸入信號，並且對模擬輸入信號執行I/Q解調，以產生模擬同相信號和模擬正交信號；數位化單元，配置為對模擬同相信號和模擬正交信號進行數位化，以分別產生數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)；數字電路，配置為根據以下表達式變換數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)，以產生結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號OR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert變換，其中，計算係數a、b、c和d，以至少部分補償接收器在頻率f和-f下的I/Q減損，其中每個係數都是基於接收器在頻率f下的測量出的I/Q減損和接收器在頻率-f下的測量出的I/Q減損來計算的。4B.段落4的接收器，其中，作為對以上給出的表達式的另選方案，結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)根據以下表達式變換：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).5.段落4的接收器，其中模擬輸入信號是純音調。6.段落4的接收器，其中模擬輸入信號是攜帶二進位信息流的通信信號。7.一種用於操作發送器的方法，該方法包括：接收數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)；根據以下表達式變換數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)，以獲得結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert變換，其中，計算係數a、b、c和d，以至少部分預補償接發送器在頻率f和-f下的I/Q減損，其中每個係數都是基於發送器在頻率f下的I/Q減損的估計和發送器在頻率-f下的I/Q減損的估計來計算的；把結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)轉換成模擬形式，以便分別獲得模擬I信號和模擬Q信號；對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。7B.段落7的方法，其中，作為對以上給出的表達式的另選方案，結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)根據以下表達式變換：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).8.段落7的方法，其中數字同相信號和數字正交信號代表在頻率f下的復指數音調。9.段落7的方法，其中數字同相信號和數字正交信號攜帶對應的二進位信息流。10.一種發送器，包括：數字電路，配置為接收數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)，並且根據以下表達式變換數字同相信號I(n)和數字正交信號Q(n)，以獲得結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)：IR(n)＝I(n)，QR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，其中HT表示Hilbert變換，其中，計算係數a、b、c和d，以至少部分預補償接發送器在頻率f和-f下的I/Q減損，其中每個係數都是基於發送器在頻率f下的I/Q減損的估計和發送器在頻率-f下的I/Q減損的估計來計算的；數模轉換(DAC)單元，配置為把結果數字同相信號和結果數字正交信號轉換為模擬形式，以便分別獲得模擬I信號和模擬Q信號；I/Q調製器，配置為對模擬I信號和模擬Q信號執行I/Q調製，以產生調製了的模擬信號。10B.段落10的發送器，其中，作為對以上給出的表達式的另選方案，結果數字同相信號IR(n)和結果數字正交信號QR(n)根據以下表達式變換：IR(n)＝a*I(n)+HT{b*I(n)}+c*Q(n)+HT{d*Q(n)}，QR(n)＝Q(n).11.段落10的發送器，其中數字同相信號和數字正交信號代表在頻率f下的復指數音調。12.段落10的發送器，其中數字同相信號和數字正交信號攜帶對應的二進位信息流。還有附加實施例在以下編號的段落中公開。1.一種用於校正接收到的傳輸信號中的I/Q減損的方法，該方法包括：經傳輸介質接收傳輸信號；對接收到的傳輸信號執行I/Q解調，以產生模擬I(同相)和Q(正交)信號；對模擬I信號和模擬Q信號中每一個執行模數轉換，以產生數字I和Q信號；並且對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正，其中所述寬帶I/Q減損校正補償數字I和Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。2.段落1的方法，其中所述寬帶I/Q減損校正補償由於I/Q解調或模擬I信號和模擬Q信號的模數轉換中一個或多個造成的數字I和Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。3.段落1的方法，其中該方法是由接收設備實現的，其中所述寬帶I/Q減損校正在跨接收設備瞬時帶寬的多個頻率偏移量補償數字I和Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。4.段落1的方法，其中對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正包括濾波數字I信號或數字Q信號中的一個或多個。5.段落4的方法，其中對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正包括濾波數字Q信號並且留下數字I信號不變。6.段落4的方法，其中對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正包括濾波數字I信號並且留下數字Q信號不變。7.段落4的方法，其中對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正包括把數字Q信號和數字I信號都濾波。8.段落1的方法，其中該方法是由接收設備實現的，其中該方法還包括通過向接收設備提供多個已知的測試信號並且測量由接收設備響應於已知的測試信號而引入的I/Q減損來確定校正信息，其中所述寬帶I/Q減損校正利用校正信息來補償數字I和Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。9.段落8的方法，其中向接收設備提供多個已知的測試信號包括提供以下一個或多個：處於不同頻率的多個正弦波；或者處於不同頻率的多個餘弦波。10.段落1的方法，其中經通信介質接收傳輸信號包括經以下一個或多個接收傳輸信號：無線通信介質；或電纜。11.段落1的方法，其中接收到的傳輸信號是射頻(RF)信號。12.一個接收設備，配置為：經傳輸介質接收傳輸信號；對接收到的傳輸信號執行I/Q解調，以產生模擬I(同相)和Q(正交)信號；對模擬I信號和模擬Q信號中每一個執行模數轉換，以產生數字I和Q信號；並且對數字I和Q信號執行寬帶I/Q減損校正，其中所述寬帶I/Q減損校正補償數字I和Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。13.段落12的接收設備，其中接收設備包括：用於接收傳輸信號的一個或多個輸入埠；用於輸出校正了的數字I信號或校正了的數字Q信號中一個或多個的一個或多個輸出埠；以及配置為執行寬帶I/Q減損校正的可編程硬體元件。14.段落13的接收設備，其中可編程硬體元件包括FPGA(現場可編程門陣列)。19.一種用於校正I/Q減損的方法，該方法包括：接收要發送的數字I(同相)和Q(正交)信號；對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正，其中執行寬帶I/Q減損預校正包括濾波數字I信號和數字Q信號中的一個或多個，以產生一個或多個預校正的數位訊號，來預補償隨後將在傳輸信號的合成過程中引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化；並且利用一個或多個預校正的數位訊號合成傳輸信號。20.段落19的方法，其中執行寬帶I/Q減損預校正濾波數字Q信號，以產生預校正的數字Q信號，並且留下數字I信號不變；其中傳輸信號是從預校正的數字Q信號和不變的數字I信號合成的。21.段落19的方法，其中執行寬帶I/Q減損預校正濾波數字I信號，以產生預校正的數字I信號，並且留下數字Q信號不變；其中傳輸信號是從預校正的數字I信號和不變的數字Q信號合成的。22.段落19的方法，其中執行寬帶I/Q減損預校正濾波數字I信號，以產生預校正的數字I信號，並且濾波數字Q信號，以產生預校正的數字Q信號；其中傳輸信號是從預校正的數字I信號和預校正的數字Q信號合成的。23.段落19的方法，其中合成傳輸信號包括：執行一個或多個預校正的數位訊號的數模轉換，以產生模擬I信號或模擬Q信號中的一個或多個；並且利用模擬I信號或模擬Q信號中的一個或多個執行I/Q調製，以產生傳輸信號；其中一個或多個預校正的數位訊號預補償由數模轉換或I/Q調製中一個或多個造成的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。24.段落23的方法，其中執行一個或多個預校正的數位訊號的數模轉換產生模擬Q信號；其中該方法還包括執行數字I信號的數模轉換，以產生模擬I信號；其中執行I/Q調製以產生傳輸信號使用模擬Q信號和模擬I信號。25.段落19的方法，其中該方法是由發送設備實現的；其中所述寬帶I/Q減損預校正預補償在跨發送設備的瞬時帶寬的多個頻率偏移量的增益不平衡和相位不平衡。26.段落19的方法，其中該方法是由發送設備實現的；其中該方法還包括通過向發送設備提供多個已知的測試信號並且測量由發送設備響應於已知的測試信號而引入的I/Q減損來確定校正信息；其中所述寬帶I/Q減損預校正利用該校正信息來產生一個或多個預校正的數位訊號。27.段落26的方法，其中向發送設備提供多個已知的測試信號包括提供以下一個或多個：處於不同頻率的多個正弦波；或者處於不同頻率的多個餘弦波。28.段落19的方法，還包括經以下一個或多個發送傳輸信號：無線通信介質；或電纜。29.段落19的方法，其中傳輸信號是射頻(RF)信號。30.一種發送設備，配置為：接收要發送的數字I(同相)和Q(正交)信號；對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正，其中執行寬帶I/Q減損預校正濾波數字I信號和數字Q信號中的一個或多個，以產生一個或多個預校正的數位訊號，以預補償隨後將在傳輸信號的合成過程中引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化；並且利用一個或多個預校正的數位訊號合成傳輸信號。31.段落30的發送設備，其中發送設備包括：用於接收數字I信號和數字Q信號的一個或多個輸入埠；用於輸出傳輸信號的一個或多個輸出埠；以及配置為對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正的可編程硬體元件。32.段落31的發送設備，其中可編程硬體元件包括FPGA(現場可編程門陣列)。34.一種測量系統，包括：接收設備；及被測設備；其中接收設備配置為：接收包括從被測設備採集到的測量數據的傳輸信號；對接收到的傳輸信號執行I/Q解調，以產生模擬I(同相)和Q(正交)信號；執行模擬I信號和模擬Q信號中每一個的模數轉換，以產生數字I信號和數字Q信號，其中所述寬帶I/Q減損校正補償數字I信號和數字Q信號中增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化。35.段落34的測量系統，還包括：發送設備，其中該發送設備配置為：接收要發送的數字I信號和數字Q信號，其中數字I信號和數字Q信號規定要發送到被測設備的信息；對數字I信號和數字Q信號執行寬帶I/Q減損預校正，其中執行寬帶I/Q減損預校正濾波數字I信號和數字Q信號中的一個或多個，以產生一個或多個預校正的數位訊號，以預補償隨後將在傳輸信號的合成過程中引入的增益不平衡和相位不平衡的頻率相關變化；利用一個或多個預校正的數位訊號合成傳輸信號；並且把傳輸信號發送到被測設備。36.段落35的測量系統，其中傳輸信號包括用於控制被測設備的控制信號。37.段落34的測量系統，還包括：機箱；其中接收設備實現為安裝在機箱中的第一模塊；其中發送設備實現為安裝在機箱中的第二模塊。38.段落37的測量系統，其中機箱是PXI(用於儀表設備的PCI擴展)機箱。圖68說明了可以用來執行本文所述任意方法實施例或者本文所述方法實施例的任意組合或者本文所述任意方法實施例的任意子集的計算機系統6800的一種實施例。計算機系統6800可以包括處理單元6810、系統存儲器6812、一個或多個存儲設備的集合6815、通信總線6820、輸入設備的集合6825以及顯示系統6830。系統存儲器6812可以包括一組諸如RAM設備(以及還可能有一組ROM設備)的半導體設備。存儲設備6815可以包括各種存儲設備中的任意一種，諸如一種或多種存儲器介質和/或存儲器訪問設備。例如，存儲設備6815可以包括諸如CD/DVD-ROM驅動器、硬碟、磁碟驅動器、磁帶驅動器等設備。處理單元6810配置為讀取並執行程序指令，例如存儲在系統存儲器6812中和/或一個或多個存儲設備6815上的程序指令。處理單元6810可以通過通信總線6820(或者通過互連總線的系統，或者通過網絡)耦合到系統存儲器6812。程序指令配置計算機系統6800實現方法，例如，本文所述任意方法實施例、或者本文所述方法實施例的任意組合，或者本文所述任意方法實施例的任意子集，或者這種子集的任意組合。處理單元6810可以包括一個或多個處理器(例如，微處理器)。一個或多個用戶可以通過輸入設備6825向計算機系統6800提供輸入。輸入設備6825可以包括諸如鍵盤、滑鼠、觸摸敏感襯墊、觸摸敏感屏幕、繪圖板、軌跡球、光筆、數據手套、眼睛朝向和/或頭部朝向傳感器、麥克風(或者麥克風的集合)的設備或者其任意組合。顯示系統6830可以包括代表多種顯示技術中任意一種的多種顯示設備中任意一種。例如，顯示系統可以是計算機監視器、頭戴式顯示器、投影儀系統、立體顯示器，或者其組合。在有些實施例中，顯示系統可以包括多個顯示設備。在一種實施例中，顯示系統可以包括印表機和/或繪圖儀。在有些實施例中，計算機系統6800可以包括其它設備，例如，諸如一個或多個圖形加速器、一個或多個揚聲器、音效卡、攝像機和視頻卡、數據採集系統的設備。在有些實施例中，計算機系統6800可以包括一個或多個通信設備6835，例如，用於與計算機網絡接口的網絡接口卡。作為另一個例子，通信設備6835可以包括用於經多種已確立的通信標準或協議(例如，USB、Firewire、PCI、PCIExpress、PXI)中任意一種通信的專用接口。計算機系統可以利用包括作業系統並且可能還有一個或多個圖形API(諸如Direct3D、Java3DTM)的軟體基礎設施來配置。在有些實施例中，軟體基礎設施可以包括美國國家儀器公司(NationalInstruments)的LabVIEWTM軟體，和/或LabVIEWTNFPGA。在有些實施例中，計算機系統6800可以配置為與發送器6840聯繫。發送器可以配置為發送信號(到通信信道上)，如本文中以各種不同方式描述的。發送器可以在處理器6810上執行的軟體和/或在發送器自身上執行的軟體的控制下操作。在有些實施例中，計算機系統6800可以配置為與接收器6850聯繫。接收器可以配置為(從通信信道)接收信號，如本文中以各種不同方式描述的。接收器可以在處理器6810上執行的軟體和/或在接收器自身上執行的軟體的控制下操作。在有些實施例中，發送器和/或接收器可以包括一個或多個可編程硬體元件和/或一個或多個微處理器，用於對數字數據(例如，對數字基帶信號或者數字IF信號)執行數字處理，如本文中以各種不同方式描述的。雖然以上已經相當詳細地描述了實施例，但是，一旦完全理解了以上公開內容，各種變化和修改將對本領域技術人員變得顯而易見。以下權利要求應當解釋為涵蓋所有這些變化和修改。附錄A利用共享LO估計發送器I/Q減損的迭代方法1.對要在其測量發送器的增益不平衡gT和相位歪斜的每個帶內偏移量頻率f，測量接收器的增益不平衡gR和相位歪斜(在有些實施例中，這組頻率偏移量關於零對稱，即，對於集合中的每個頻率偏移量f，頻率偏移量-f也在該集合中)。對於每個f，指引音調發送器生成處於頻率v＝fLO+f下的音調，其中fLO是LO頻率，把該音調應用到接收器的輸入，並且在接收器的I/Q解調器的輸出捕捉複數基帶序列z(n)。增益不平衡gR和相位歪斜是基於複數基帶序列z(n)計算的，如在「精確測量技術」部分中描述的。2.配置接收器和發送器，使得它們使用相同的LO頻率fLO。如果接收器和發送器使用兩個不同的LO電路，則調諧發送器，使得其LO鎖相到相同的參考。因此，發送器的頻率和接收器的頻率都是fLO。3.把發送器的輸出連接到接收器的輸入，例如，經電纜或者無線連接。4.通過利用部分「計算RX和TX之間的映射」中的算法估計發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)。為了最好的結果，除DC測試向量之外，還向發送器的I/Q調製器應用音調K。應用音調K是因為洩漏會對帶內功率敏感。音調K在瞬時帶寬內與DC不同的某個頻率應用。(作為DC縮放和DC旋轉的估計的一部分，「精確測量技術」部分的方法應用到採樣的複數數據。如果採樣的複數數據未開窗，則對音調K的頻率放置有約束。)5.迭代索引k←0Dowhile(質量測量Q小於閾值)For每個頻率偏移量f：設置gT(f，0)←0並且6A.Ifk＝0：在發送器不應用預校正，即，配置發送器的預校正電路系統使用值α＝0和β＝1Else(k＞0)基於以下對頻率偏移量f計算預校正係數α和β：當前的發送器增益不平衡估計gT(f，k)；當前的發送器相位歪斜估計當前的發送器增益不平衡估計gT(-f，k)；當前的發送器相位歪斜估計(如果頻率偏移量集合關於零不對稱，則對gT(-f，k)和選擇最接近-f下的頻率)。作為替代，可以創建發送器預校正濾波器。Endif配置預校正電路系統，以使用計算出的值α和β(或者預校正濾波器)。7A.對預校正電路系統的輸入應用復指數信號u(n)＝exp(j2πfn)7B.在接收器的I/Q解調器的輸出測量複數基帶信號z(n)。7C.利用「精確測量技術」中的計算方法基於複數基帶信號z(n)確定原始增益不平衡gz(f)和原始相位歪斜8.從原始增益不平衡gz(f)和原始相位歪斜除去接收器的增益不平衡gR(f)和相位歪斜以獲得預解調增益不平衡gPD(f)和預解調相位歪斜(對於執行這種去除，有至少兩種方法：直接變換方法和濾波方法。直接變換方法會比濾波方法具有更高的質量。直接變換方法在標題為「從測量出的輸出減損除去接收器減損」的部分中討論。濾波方法涉及對複數基帶信號z(n)＝(I(n)，Q(n))應用數字濾波器的2x2矩陣，以獲得部分校正的信號PCS(n)。數字濾波器的2x2矩陣可以如上聯繫圖2A、2B和3並且在部分「寬帶I/Q減損均衡」中所述的那樣來計算。)9.除去發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的最佳當前估計。m(0)和θ(0)將提供基本的估計。更好的估計將提高收斂速率。例如，步驟9可以如下實現。Ifk＝0利用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從增益不平衡gPD和相位歪斜除去估計出的DC縮放m(0)和DC旋轉0(0)，以獲得後調製增益不平衡gPM和後調製相位歪斜設置H(f)和H(-f)等於H(0)＝exp(-j0(0))/m(0).Else(k＞0)基於複數基帶信號z(n)計算處於頻率偏移量f下的縮放m(f)。縮放m(f)可以通過計算覆信號z(n)中f下的在頻率f下的頻率成分的量值來確定，如在「精確測量技術」部分中，尤其是在等式6.6中，解釋的。通過利用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從增益不平衡gPD(f)和相位歪斜除去估計的線性信號路徑，以獲得後調製的增益不平衡gPM(f)和後調製的相位歪斜其中H(f)＝exp(-jθ(0))/m(f)並且H(-f)＝exp(-jθ(0))/m(-f)注意：如果-f還沒有被頻率偏移量循環看到，就使用前一次質量迭代k-1中計算中的m(-f)。10.根據下式為發送器增益不平衡gT和發送器相位歪斜生成更新：gT(f，k+1)←gT(f，k)*gPM(f)和11.基於等式(4.15)從後調製的增益不平衡gPM(f)和後調製的相位歪斜計算鏡像抑制IR(f)。Endfork←k+l對f的所有值計算質量測量Q＝-IR(f)的最大值。(IR(f)越負的值對應于越高的質量。因而，IR(f)的負數對應於在頻率f下的質量。Q是頻帶上的質量的最大值。)EndWhile附錄B利用偏移LO的發送器減損的迭代估計-優化的1.配置接收器和發送器，使得接收器的本地振蕩器頻率LORX和發送器的本地振蕩器頻率LOTX之差等於選定的值ΔLO：LORX-LOTX＝ΔLO。該選定的值是發送器的瞬時帶寬的非零部分(例如，一小部分)。兩個本地振蕩器是鎖相的。2.把發送器的輸出連接到接收器的輸入。3.利用部分「計算RX和TX之間的映射」中的算法估計發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)。這個估計涉及以下步驟。3A.把零刺激信號作為輸入應用到發送器的I/Q調製器。3B.在接收器的I/Q解調器的輸出捕捉響應信號zA(n)。3C.頻移響應信號zA(n)量ΔLO，以獲得頻移後的信號FSzA(n)。3D.把DC測試向量作為輸入應用到I/Q解調器。3E.在I/Q解調器的輸出捕捉響應信號zC(n)。3F.頻移響應信號zB(n)量ΔLO，以獲得頻移信號FSzB(n)。3G.基於頻移信號FSzA(n)、頻移信號FSzB(n)和DC測試向量計算DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)，如在部分「計算RX和TX之間的映射」中所描述的。為了最好的結果，除DC測試向量之外，還向發送器的I/Q調製器應用音調K。應用音調K是因為洩漏會對帶內功率敏感。音調K在瞬時帶寬內與DC不同的某個頻率應用。注意：頻移操作可以利用信號FS(n)執行，這個信號的相位在時間上是連續的並且以速率ΔLO行進。例如，FS(n)可以具有形式：FS(n)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)n}.頻移操作可以根據以下關係實現：FSz(n)＝z(n)FS(n)，其中z(n)是要頻移的信號。在一種實施例中，頻移操作可以在接收器的FPGA中實現。頻移操作可以按接收器的ADC的採樣速率執行，即，可以為每個新的ADC數據向量z(n)生成新的輸出值FSz(n)。因而，ADC採樣時鐘可以作為輸入提供給FPGA。於是，信號FS的相位連續性將由ADC採樣時鐘的相位連續性來保證。ADC採樣時鐘鎖相到本地振蕩器。在另選實施例中，頻移操作可以在軟體中執行。所給出的迭代方法涉及信號z(n)從I/Q解調器的重複採集。因而，為了實現信號FS的相位連續性，為軟體提供關於本次採集的開始和第一次採集的開始(或者前一次採集的開始)之間的時間差。例如，可以為軟體提供本次採集的第一個樣本z(0)相對於第一次採集的第一個樣本z(0)的時間的時間。令m定義為連續運行的樣本計數而且n為本次採集的樣本計數。因而，對於z(n)的第一次採集，m＝0對應於n＝0。然後，相位連續的頻移信號FSz(m)可以表示為：FS(m)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)m}.令k由用於第一個樣本z(0)的當前採集和第一次採集之間的採樣距離來定義。於是FS(m)＝FS(k+n)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)(k+n)}.現在，FSz(n)可以從以下表達式計算FSz(n)＝FS(k+n)z(n)＝FS(n)z(n)FSOffset，其中FS(n)＝exp{j2πt(ΔLO/ADC_SampleRate)n}FSOffset＝FS(k)＝exp{j2π(ΔLO/ADC_SampleRate)k}.注意，k將只從一次採集到下一次採集變化。對於每個正音調頻率偏移量f＝Δf至NΔf(步進為Δf)，接受在「約束」部分中所描述的約束。k←0For{1，-1}中的S元素Dowhile(用於音調頻率偏移量v＝S*f下的-Image_Rejection小於閾值)：4.至少基於用於在頻率v的發送器減損的最佳可用估計，計算用於預校正電路系統的α和β係數，如下：Iff＝ΔfIfk＝0IfS＝1：設置gT(v，0)←1並且設置預校正的係數α和β，以實現恆等映射(即，直接直通)：α←0並且β←1IfS＝-1：gT(v，0)←gT(-v，∞).一般而言，記法gT(x，∞)和分別代表從在前一次訪問的頻率x的最後k次迭代得出的gT和的收斂的估計。基於gT(v，0)和為傳統的單點補償計算α和βElsek＞0IfS＝1：基於gT(v，k)和為傳統的單點補償計算α和βIfS＝-1：基於gT(v，k)和gT(-v，∞)和為真正的單點校正計算α和βEndIfElse(f＞Δf)Ifk＝0gT(v，0)←gT(v-S*Δf，∞)基於在v和-v的發送器減損的最佳可用估計為真正的單點校正計算α和β，例如，如下。IfS＝1：基於gT(v-Δf，∞)，、gT(-v+Δf，∞)！、為真正的單點校正計算α和βIfS＝-1：基於gT(-v，∞)！、為真正的單點校正計算α和βElsek＞0IfS＝1，基於gT(v，k)！、gT(-v+Δf，∞)，、為真正的單點校正計算α和βIfS＝-1，基於gT(v，k)！、gT(-v，∞)！、為真正的單點校正計算α和βEndIf5.配置預校正電路系統，以使用計算出的值α和β6.對預校正電路系統的輸入應用復指數信號u(n)＝exp(j2πvn)7A.在接收器的I/Q解調器的輸出測量複數基帶信號z(n)7B.這個步驟是可選的。從複數基帶信號z(n)除去接收器的I/Q減損，以獲得修改後的覆信號。例如，這種去除可以涉及利用數字濾波器的2x2矩陣濾波複數基帶信號，或者，用2x2常量矩陣乘以複數基帶信號，如以上在部分「利用偏移LO的發送器I/Q減損確定」中所描述的。7C.對信號z(n)應用相位連續的、等於ΔLO的頻率偏移(如上所述)，以便獲得頻移信號FSz(n)。如果已經執行了步驟7B，則頻移應用到修改後的覆信號。8.利用「精確測量技術」部分中所描述的計算方法基於複數基帶信號FSz(n)確定原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜9.從原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去(發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間)信號路徑的最佳當前估計，以獲得估計的後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜m(0)和θ(0)將提供信號路徑的基本估計。更好的估計將提高收斂速率。例如，步驟9可以如下實現。Iff＝Δf利用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去估計的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)，以獲得估計的後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜使得H(v)＝exp(-jθ(0))/m(0)andH(-v)＝exp(-jθ(0))/m(0)。Elsef＞Δf基於步驟7C的信號FSz(n)計算處於音調v的縮放m(v)。縮放m(v)可以通過在頻率v計算覆信號FSz(n)中的頻率成分的量值來確定，如在「精確測量技術」中，尤其是在等式6.6中，所解釋的。(注意：在另選實施例中，z(n)的測量與音調t(n)的生成同步，例如，通過使用在發送器和接收器之間共享的觸發器信號，例如，由控制器生成的觸發器。在這種情況下，除縮放m(v)之外，還可以測量旋轉θ(v)。)通過使用在「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從原始增益不平衡gFSz(v)和原始相位歪斜除去估計的線性信號，以獲得估計的後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜使得H(v)＝exp(-jθ(0))/m(v)並且H(-v)＝exp(-jθ(0))/mBAE(-v)，，其中mBAE(-v)是用於縮放m(-v)的最佳可用估計。IfS＝1：mBAE(-v)＝m(-v+Δf，∞)IfS＝-1：mBAE(-v)＝m(-v，∞).一般而言，記法m(x，∞)表示在前一次訪問過的頻率x的最後k次迭代中計算中的縮放m(x)。10.根據下式為發送器增益不平衡gT和發送器相位歪斜生成更新：gT(v，k+1)←gT(v，k)*gPM(v)and11.基於等式4.15從後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜計算鏡像抑制IR(v)。k←k+1EndDoEndFor{1，-1}中的S元素附錄C利用共享LO的發送器減損的迭代估計-優化的1.為要在其測量發送器的增益不平衡gT和相位歪斜的每個帶內偏移量頻率測量接收器的增益不平衡gR和相位歪斜對於每個f，音調發生器生成處於頻率v＝fLO+f下的音調，其中fLO是LO頻率，把音調應用到接收器的輸入，並且在接收器的I/Q解調器的輸出捕捉複數基帶序列z(n)。增益不平衡gR和相位歪斜如在「精確測量技術」部分中所描述的那樣計算。2.配置接收器和發送器，使得它們使用相同的LO頻率fLO。如果接收器和發送器使用兩個不同的LO電路，則調諧發送器，使得它的LO鎖相到相同的參考。因此，發送器的頻率和接收器的頻率都是fLO。3.把發送器的輸出連接到接收器的輸入。4.通過使用部分「計算RX和TX之間的映射」中的算法估計發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)。為了最好的結果，除DC測試向量之外，還向發送器的I/Q調製器應用音調K。For每個正頻率偏移量f＝Δf至NΔf(步進為Δf)For{1，-1}中的S元素k←0Dowhile(用於頻率偏移量v＝S＊f下的-Image_Rejection小於閾值)：5A.至少基於用於在頻率v的發送器減損的最佳可用估計，計算用於預校正電路系統的α和β係數。Iff＝ΔfIfk＝0IfS＝1：設置gT(v，0)←1並且並且設置預校正的係數α和β，以實現恆等映射(即，直接直通)：α←0並且β←1IfS＝-1：設置gt(v，0)←gT(-v，∞)、並且基於gT(v，0)和為為傳統的單點補償計算α和βElsek＞0IfS＝1：基於gT(v，k)和為傳統的單點補償計算α和βIfS＝-1：基於gT(v，k)和gT(-v，∞)和為真正的單點補償計算α和βEndIfElse(f＞Δf)Ifk＝0gT(v，0)←gT(v-S*Δf，∞)基於在v和-v的發送器減損的最佳可用估計為真正的單點校正計算α和β，例如，如下。IfS＝1：基於gT(v-Δf，∞)，、gT(-v+Δf∞)！、為真正的單點校正計算α和βIfS＝-1：基於gT(-v，∞)！、為真正的單點校正計算α和βElsek＞0IfS＝1：基於gT(v，k)、gT(-v+Δf，∞)，、為真正的單點校正計算α和βIfS＝-1基於gT(v，k)：gT(-v，∞)！、為真正的單點校正計算α和βEndIfEndIf5B.配置預校正電路系統，以使用計算出的值α和β。6.對預校正電路系統的輸入應用復指數信號u(n)＝exp(j2πvn)7A.在接收器的I/Q解調器的輸出測量複數基帶信號z(n)。7B.利用部分「精確測量技術」中的計算方法基於複數基帶信號z(n)確定原始增益不平衡gz(v)和原始相位歪斜8.從原始增益不平衡gz(v)和原始相位歪斜除去接收器的增益不平衡gR(v)和相位歪斜以獲得預解調的增益不平衡gPD(v)和預解調的相位歪斜有多種方式來實現這種去除，包括數學變換方法和濾波方法，如以上連續方法4400描述的。數學變換方法在部分「從測量出的輸出減損除去接收器減損」中描述。9.除去發送器的I/Q調製器和接收器的I/Q解調器之間信號路徑的最佳但錢估計。m(0)和θ(0)將提供最佳估計。更好的估計將提高收斂的速率。例如，步驟9可以如下實現。Iff＝Δf：利用「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從增益不平衡gPD(v)和相位歪斜除去估計的DC縮放m(0)和DC旋轉θ(0)，以獲得估計的後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜其中H(v)和H(-v)設置成等於exp(-jθ(0))/m(0).Elsef＞Δf基於步驟7A的複數基帶信號z(n)計算處於音調頻率v的縮放m(v)。縮放m(v)可以通過在頻率v計算覆信號z(n)中的頻率成分的量值來確定，如在「精確測量技術」中，尤其是在等式6.6中，所解釋的。(注意：在另選實施例中，z(n)的測量與音調t(n)的生成同步，例如，通過使用在發送器和接收器之間共享的觸發器信號，例如，由控制器生成的觸發器。在這種情況下，除縮放m(v)之外，還可以測量旋轉θ(v)。)通過使用在「通過線性系統更改增益不平衡和相位歪斜」中所描述的變換從增益不平衡gPD(v)和相位歪斜除去估計的線性信號路徑，以獲得估計的後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜其中H(v)＝exp(-jθ(0))/m(v)並且H(-v)＝exp(-jθ(0))/mBAE(-v)，，其中mBAE(-v)是用於縮放m(-v)的最佳可用估計。IfS＝1：mBAE(-v)＝m(-v+Δf，∞)IfS＝-1：mBAE(-v)＝m(-v，∞).一般而言，記法m(x，∞)表示在前一次訪問過的頻率x的最後k次迭代中計算中的縮放m(x)。10.根據下式為發送器增益不平衡gT和發送器相位歪斜生成更新：gT(v，k+1)←gT(v，k)*gPM(v)和11.基於等式4.15從後調製增益不平衡gPM(v)和後調製相位歪斜計算鏡像抑制IR(v)。k←k+1EndDoEndFor{1，-1}中的S元素EndFor