一種中壓直流系統光伏單元的恆壓控制方法及裝置與流程
2024-04-14 22:12:05
1.本發明涉及中壓直流系統的控制領域，具體地，是一種適用於中壓直流系統的光伏發電單元的改進型恆壓(cvc)控制方法。
背景技術：
2.傳統的分布式光伏發電單元以不同容量在交流配電網的不同位置接入。然而，分布式光伏發電單元需要利用多種電能轉換設備，經過多個轉換環節將電能輸送到交流配電網。因此，分布式光伏發電單元降低了直流系統對太陽能的利用率，同時存在諧波諧振、同步諧振等電能質量問題。
3.隨著中壓直流系統技術的快速發展，分布式光伏發電單元以升壓匯集的方式接入中壓直流系統，有效減少了多個轉換環節，提高光伏資源的利用率。然而，光伏發電功率的隨機性和波動性會造成中壓直流系統無法穩定運行。
4.包括分布式光伏發電單元的中壓直流系統既可以運行在併網模式，也可以運行在離網模式。
5.目前，在離網模式下，有的光伏的中壓直流系統採用光伏mppt(maximum power point tracking)控制方法與儲能系統協調配合。mppt控制方法為最大功率點跟蹤控制方法。基於mppt控制方法的光伏發電系統，需要儲能系統根據光伏發電功率的波動性，通過充放電，響應負荷的功率變化，從而實現直流系統的穩定運行。通過該控制方法雖然可實現所述系統直流電壓穩定。然而，光伏的中壓直流系統在不依賴其他設備恆定直流母線電壓時，不具有支撐直流母線電壓的能力，導致其對儲能系統有很強的依賴性。當儲能系統發生故障時，離網模式下光伏的中壓直流系統的穩定性將無法保證，威脅系統安全運行。同時，由於其大功率的需求，需要配備較大容量的儲能系統，會顯著增加投資成本，增加運維費用。
6.因此，目前的另一些光伏發電系統採用恆壓控制方法。然而，由於光伏發電系統其調節能力弱，光伏發電系統的恆壓控制策略多用於為低壓直流系統提供電壓支撐，無法滿足對中壓直流電網電壓穩定的要求。並且，已有的恆壓控制還未涉及與光伏電池的動態輸出特性匹配的典型升壓拓撲結構。
7.因此，如何通過改進光伏發電單元的控制方法，使其用於與光伏電池的動態輸出特性匹配的典型升壓拓撲結構，並在離網模式下可以獨自控制直流母線電壓恆定，保證中壓直流系統穩定運行，是目前有待解決的技術問題。
技術實現要素：
8.本發明提供一種中壓直流系統光伏單元的恆壓控制方法，用以解決現有技術的光伏發電單元控制方法，無法用於與光伏電池的動態輸出特性匹配的典型升壓拓撲結構，無法在離網模式下可以獨自控制直流母線電壓恆定，保證中壓直流系統穩定運行的問題。
9.該方法應用於控制對象為具有拓撲結構的光伏發電單元的中壓直流系統中，所述方法包括：
10.第一步，對中壓直流系統的直流母線電壓變化量進行外環控制；
11.第二步，將外環控制的結果，進行改進型cvc控制；
12.第三步，將改進型cvc控制的結果用於控制boost-llc變換器電路輸出電壓，即直流母線電壓。
13.所述外環控制為將中壓直流系統的直流母線電壓參考值與直流母線實際電壓之差進行pi控制的結果，作為內環改進型cvc控制輸入的值。
14.所述改進型cvc控制包括：
15.根據外環控制的結果與中壓直流系統的直流母線的電流值，得到負荷波動引起功率的變化量；
16.根據負荷波動引起功率的變化量和光伏電池的特性，得到負荷變化量所引起的光伏電池埠電壓的變化量；
17.將光伏電池電壓參考值減去所述光伏電池埠電壓的變化量後，換算成關斷角。
18.所述換算為將變換器的關斷角，換算成與boost-llc變換器電路匹配的pwm佔空比，
19.輸入給boost-llc變換器電路，改變其輸出電壓。
20.相應的，本發明還提供一種中壓直流系統光伏單元的恆壓裝置，應用於控制對象為具有拓撲結構的光伏發電單元的中壓直流系統中，所述裝置包括：
21.光伏發電單元，包括boost-llc變換器電路和光伏電池；
22.中壓直流系統的直流母線，匯集、分配和傳送電能；
23.傳感器模塊，獲取所述控制方法需要的值，並輸入給控制器模塊；
24.控制器模塊，將傳感器模塊獲取的值和給定的值進行邏輯運算，輸出pwm佔空比給光伏發電單元。
25.所述boost-llc變換器電路，使光伏電池運行在單調遞增區間，並且根據pwm佔空比，控制boost-llc變換器電路輸出電壓，即直流母線電壓。
26.所述光伏發電單元具有n個boost-llc變換器電路並聯的拓撲結構，n為大於等於2的整數。
27.經過上述過程實現本技術控制方法可以用於與光伏電池的動態輸出特性匹配的典型升壓拓撲結構，並在離網模式下可以獨自控制直流母線電壓恆定，保證中壓直流系統穩定運行，從而降低所述系統對儲能系統的依賴性，降低投資成本和運維費用。
附圖說明
28.為了更清楚地說明本技術實施例中的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本技術的一些實施例，對於本領域技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
29.圖1示出了本發明實施例控制方法的控制原理圖；
30.圖2示出了光伏電池等效電路圖；
31.圖3示出了光伏電池的i-u和p-u輸出特性圖；
32.圖4示出了本發明實施例光伏電池的p-u輸出特性曲線圖；
33.圖5示出了光伏發電單元boost-llc變換器拓撲結構圖。
具體實施方式
34.下面將結合本技術實施例中的附圖，對本技術實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本技術一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本技術中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本技術保護的範圍。
35.本技術實施例提供一種中壓直流系統光伏單元的恆壓控制方法，如圖1所示，所述方法包括：
36.對中壓直流系統的直流母線電壓變化量進行外環控制，具體為：
37.所述外環控制為將中壓直流系統的直流母線電壓參考值與直流母線實際電壓之差進行pi控制的結果，作為內環cvc控制輸入的值，具體為：
38.中壓直流系統的直流母線電壓參考值減去直流母線實際電壓udc,得到直流母線電壓變化量δudc。對δudc進行pi控制，並將其結果輸入到cvc控制。
39.所述pi控制為比例積分控制。
40.上述控制過程方法簡單，對直流系統的功率平衡和電壓穩定的控制效果顯著。
41.將上述控制過程作為外環控制，可以克服母線電壓udc無法直接控制關斷角β的技術問題，並且克服母線電壓udc和光伏電池的輸出電壓upv同時控制關斷角β而影響光伏電池的輸出特性的技術問題。
42.本技術通過增加改進型cvc控制，使所述外環控制能夠滿足中壓直流電網對電壓穩定的要求，能夠控制具有boost-llc變換器電路並聯的拓撲結構接到中壓直流系統中。因此，在增加改進型cvc控制後，能夠對本技術的控制對象進行控制。
43.本技術還將外環控制的結果，進行改進型cvc控制，具體為：
44.根據外環控制的結果與中壓直流系統的直流母線的電流值，得到負荷波動引起功率的變化量；
45.根據負荷波動引起功率的變化量和光伏電池的特性，得到負荷變化量所引起的光伏電池埠電壓的變化量；
46.將光伏電池電壓參考值減去所述光伏電池埠電壓的變化量後，換算成關斷角。
47.上述方法具體為：
48.將外環控制的結果與測量得到的中壓直流系統的直流母線的電流值idc相乘，得到負荷波動引起功率的變化量δpdc。將δpdc除以光伏電池p-u曲線不同環境條件時單調遞增區間的斜率kpv，得到光伏電池埠電壓的變化量δupv。將光伏電池電壓參考值減去光伏電池埠電壓的變化量δupv，其結果換算成關斷角β。
49.定義改進型cvc(constant voltage control)控制即改進型恆壓控制。
50.根據光伏電池的發電原理，得到光伏電池的p-u特性曲線和單調遞增區間的斜率kpv，具體為：
51.光伏電池的發電原理是根據光伏效應，將太陽能轉化成直流電能，如圖2所示，具體為：
52.光伏電池通過光生伏特效應，將太陽能轉化成直流電流iph(t)，光伏電池和二極體d、電阻rsh並聯。
53.考慮光伏電池的外特性，光伏電池的輸出電壓upv(t)和輸出電流ipv(t)、輸出功率ppv(t)的關係為：
[0054][0055][0056]
p
pv
(t)＝i
pv
(t)u
pv
(t)
[0057]
其中，iph(t)為光生電流，與環境的光照強度、溫度以及光伏電池面積有關；rsh和rs分別是光伏電池等效的串並聯電阻阻值；upv(t)為輸出電壓；ipv(t)為輸出電流；ppv(t)為輸出功率；id(t)為二極體的反向飽和電流。
[0058]
由上述公式可知，如圖3所示，當光照強度不變時，光伏電池的輸出功率ppv(t)會隨著輸出電壓upv(t)升高而增加，當達到峰值後，隨著輸出電壓升高而減小。當光照強度增加時，光伏電池的p-u特性曲線趨勢相同。
[0059]
根據光伏電池的動態輸出特性，如圖3所示，得到本實施例的環境溫度為25℃，光照強度為1000w/m2時光伏電池的p-u曲線，如圖4所示。
[0060]
定義δp為負荷增發量，δua單調上升階段δp對應的電壓增加值，δub為單調下降階段δp對應的電壓減小值，kpv為單調遞增區間的斜率，upv(t)為光伏電池的輸出電壓，ppv(t)為光伏電池的輸出功率。
[0061]
所述光伏電池的p-u特性曲線分為三個階段：定義單調上升階段為伏電池輸出埠電壓δua增大，ppv(t)隨著upv(t)增加而增加；定義單調下降階段為光伏電池輸出埠電壓δub減小，ppv(t)隨著upv(t)增加而下降；定義穩定階段為ppv(t)隨upv(t)增加變化不大。
[0062]
定義單調遞增區間為光伏電池的輸出電壓δua小於光伏電池運行在最大功率點時的電壓，包括單調上升階段和穩定階段。
[0063]
因為光伏電池輸出埠電壓是依靠boost電路關斷角β來調節其大小，這使得光伏電池輸出埠電壓值變化小時，boost電路無法準確調節關斷角β的值而造成光伏電池的發電量無法滿足負荷調節需求。
[0064]
又根據光伏電池的p-u特性曲線，得到上升階段埠電壓δua的絕對值大於下降階段埠電壓δub的絕對值。
[0065]
因此，為保證準確調節關斷角β，而使光伏電池的發電量滿足負荷調節需求，所述控制系統穩定運行，需要限制光伏電池運行在單調遞增區間。
[0066]
通過本技術的boost-llc變換器電路，可讓光伏電池運行在單調遞增區間。
[0067]
具體地，在如圖4所示實施例中，光伏電池最大輸出電壓為1kv。當輸出功率ppv(t)＝ppv_max時，輸出電壓upv(t)約為0.8kv。為限制所述光伏電池運行在單調上升階段和穩定階段，即圖4中a點之前，又考慮到boost電路升壓範圍，在具體應用中，使用的llc高頻變
壓器的電壓變比為0.8kv:5kv。
[0068]
具體地，kpv可以是根據不同環境條件的光伏電池p-u曲線單調遞增區間得到的斜率。
[0069]
所述改進型cvc控制方法通過考慮光伏電池的輸出電壓upv，使控制系統更加穩定。並且，該控制方法使光伏電池可以穩定的工作在單調遞增區間，防止小功率負荷波動無法準確調節boost-llc變換器電路輸出電壓，致使其不能及時根據負荷需求調節輸出功率。另外，該控制方法可以運行在不同的光照強度，實時通過調節kpv調整δudc，使cvc控制方法與光伏電池的動態輸出特性匹配。
[0070]
將改進型cvc控制的結果用於控制boost-llc變換器電路輸出電壓，即直流母線電壓，如圖1所示，具體為：
[0071]
所述變換器的關斷角β，輸出為與boost-llc變換器電路匹配的pwm佔空比，到boost-llc變換器電路，改變其輸出電壓和直流母線電壓。
[0072]
所述boost-llc變換器電路根據pwm佔空比，改變其輸出電壓和直流母線電壓，如圖5所示，具體為：
[0073]
所述每個光伏電池都並聯一個電容cpv，再接到對應的boost-llc變換器模塊，與中壓直流系統互聯。
[0074]
定義n個光伏電池和n個boost-llc變換器模塊構成具有拓撲結構的光伏發電單元，其中n為大於等於2的整數。
[0075]
在本實施例中，n取4。
[0076]
所述boost-llc變換器模塊由boost變換器和llc高頻電壓器組成。
[0077]
boost變換器中，電感l11一端連接所述光伏電池的正極，另一端連接二極體d11的正極和帶阻尼二極體npn型三極體d12的集電極，所述二極體d11和帶阻尼二極體npn型三極體d12與極性電容c11。其中，二極體d11的負極接極性電容c11的正極，帶阻尼二極體npn型三極體d12的發射極接極性電容c11的負極。
[0078]
llc諧振變換器中，每列兩個共兩列的帶阻尼二極體npn型三極體並聯極性電容c11。電感l12連接一組帶阻尼二極體npn型三極體的集電極和發射極中間的位置和llc高頻變換器，電容c12連接另一組帶阻尼二極體npn型三極體的集電極和發射極中間的位置和llc高頻變換器。所述llc高頻變換器和電感l13並聯，所述llc高頻變換器的另一端分別連接到兩組正負極相連的二極體並聯電路的中間位置。
[0079]
第一個boost-llc變換器模塊中所述llc諧振變換器並聯電容c13。
[0080]
定義從第二個到第n個的boost-llc變換器模塊的電路組成和上述boost-llc變換器模塊相同。
[0081]
所述n個boost-llc變換器模塊並聯接到所述中壓直流系統的母線中。
[0082]
定義光伏電池的輸出電壓upv為電容cpv兩端的電壓，boost-llc變換器模塊的輸出電壓udc1為電容c13兩端的電壓。
[0083]
所述boost變換器的關斷角β，在控制器中換算成pwm佔空比，並輸入給帶阻尼二極體npn型三極體di2，控制boost-llc變換器電路的倍壓值，具體為：
[0084]
帶阻尼二極體npn型三極體所在的支路，不停的導通與斷開。只要導通與關閉的頻率足夠的大，boost變換器電路能輸出一個穩定的電壓，具體為：
[0085]
帶阻尼二極體npn型三極體由關閉到導通狀態時，電源供電幾乎全部給了電感l11，進行儲能。同時負載並聯的電容c11進行放電，電容c11兩端的電壓不能突變。帶阻尼二極體npn型三極體由導通到斷開狀態時，因為電感l11屬於儲能元件，使電流不能突變，所以此時流經電感l11的電流，依舊保持和帶阻尼二極體npn型三極體導通時的方向。
[0086]
因此，boost變換器電路可以升壓。
[0087]
根據電感存在電壓平衡秒伏定理，得到加在電感l11兩端的電壓乘以導通時間等於關斷時刻電感兩端電壓乘以關斷時間。
[0088]
因此，輸出的電壓值取決於輸入電壓值和輸入給帶阻尼二極體npn型三極體的pwm佔空比。
[0089]
在本實施例中，boost-llc變換器模塊的升壓過程為：
[0090]
根據所述boost-llc變換器模塊的電路，得到第i個boost-llc變換器模塊的輸入功率pii(t)的輸入電流為ili與光伏電池的輸出電壓upv(t)和輸出功率ppv(t)的關係為：p
ii
(t)＝i
li
(t)u
pv
(t)
[0091][0092]
根據boost-llc變換器模塊的電路性質，得到第i個boost-llc變換器模塊存在如下關係：
[0093][0094]udci
(t)＝k
igiupv
(t)
[0095][0096]
式中，uio為第i個boost變換器輸出電壓，uidc為uio經過第i個llc諧振變換器的輸出電壓，udci為經過第i個boost-llc變換器模塊的輸出電壓，upv為光伏電池的輸出電壓，ki和gi分別為第i個boost變換器和llc諧振變換器的電壓增益，udc為n個串聯boost-llc變換器模塊的電壓之和，是boost-llc變換器電路輸出電壓，也是中壓直流系統的直流母線電壓。
[0097]
根據boost變換器的電路效率和諧振變換器的電路效率，得到boost-llc變換器電路輸入埠和輸出埠的動態關係為：
[0098]
p
oi
(t)＝η
i1
p
ii
(t)
[0099]
p
dci
(t)＝η
i2
p
oi
(t)
[0100][0101]idc
(t)u
dci
(t)＝η
i1
η
i2
p
ii
(t)
[0102]
p
dci
(t)＝η
i1
η
i2
p
ii
(t)＝ηip
pv
(t)
[0103]
ηip
pv
(t)＝i
dc
(t)u
idc
(t)
[0104]
式中，poi為第i個boost變換器的輸出功率，ηi1為boost變換器的電路效率，pii為
第i個boost變換器的輸入功率，pdci為經過第i個boost-llc變換器模塊的輸出功率，ηi2為llc諧振變換器的電路效率，ηi為boost變換器的轉換效率，idc為boost-llc變換器電路輸出電壓，也是中壓直流系統的直流母線電流。
[0105]
根據上述各式，得到boost-llc變換器模塊的輸出電壓和光伏電池的輸出電壓的關係為：根據假設各個模塊的轉換效率相同，化簡該式為：
[0106]
因此，當改變第i個boost-llc變換器模塊的帶阻尼二極體npn型三極體di2的pwm佔空比時，ki和gi改變，達到了通過關斷角β，控制boost-llc變換器模塊的倍壓效果的目的。
[0107][0108]
所述光伏發電單元具有n個boost-llc變換器電路並聯的拓撲結構，n為大於等於2的整數。
[0109]
因此，該boost-llc變換器模塊是與光伏電池的動態輸出特性匹配的典型升壓拓撲結構，並在離網模式下可以獨自控制直流母線電壓恆定，保證中壓直流系統穩定運行。
[0110]
本技術實施例還提出了一種中壓直流系統光伏單元的恆壓控制裝置，該裝置應用於控制對象為具有拓撲結構的光伏發電單元的中壓直流系統中，具體為：
[0111]
光伏發電單元，包括boost-llc變換器模塊和光伏電池，具體為：
[0112]
所述boost-llc變換器電路，使光伏電池運行在單調遞增區間，並且根據pwm佔空比，控制boost-llc變換器電路輸出電壓和直流母線電壓；
[0113]
所述光伏發電單元具有n個boost-llc變換器電路並聯的拓撲結構，n為大於等於2的整數。
[0114]
所述boost-llc變換器模塊，使光伏電池運行在單調遞增區間，並且根據pwm佔空比，控制boost-llc變換器電路輸出電壓和直流母線電壓。
[0115]
中壓直流系統的直流母線，匯集、分配和傳送電能。
[0116]
傳感器模塊，獲取所述控制方法需要的值，並輸入給控制器模塊，具體為：
[0117]
測量直流母線的實際電壓、直流母線的實際電流、光伏電池的輸出埠增大電壓和負荷增發，並輸入給控制器模塊，具體為：測量直流母線的實際電壓、直流母線的實際電流、光伏電池的輸出埠增大電壓和負荷增發，並輸入給控制器模塊。
[0118]
控制器模塊，根據傳感器模塊獲取的值、給定的值和所述控制方法，進行邏輯運算，輸出pwm佔空比給光伏發電單元。
[0119]
最後應說明的是：以上實施例僅用以說明本技術的技術方案，而非對其限制；儘管參照前述實施例對本技術進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員當理解：其依然可以對前述各實施例所記載的技術方案進行修改，或者對其中部分技術特徵進行等同替換；而這些修改或者替換，並不驅使相應技術方案的本質脫離本技術各實施例技術方案的精神和範圍。