具有極寬ac輸入電壓範圍的ac-dc中間電路轉換器的製作方法

2024-02-11 06:11:15

專利名稱：具有極寬ac輸入電壓範圍的ac-dc中間電路轉換器的製作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種具有極寬AC輸入電壓範圍的AC-DC中間電路轉換器。
背景技術：
由US 6 344 979 Bl已知一種LLC-串聯諧振-振蕩迴路-DC-DC變換器，其中提 出了用於加載變壓器初級端的輸入端的全橋逆變器和在此可選的兩個串聯的半橋。在變壓 器次級端上產生的電壓在整流之後輸送給一個負載。總體上，LLC-串聯諧振-振蕩迴路在 此具有一個帶有串聯的、例如通過變壓器漏感形成的諧振電感的諧振電容器以及與變壓器 的初級繞組並聯的電感，其中最後提到的電感例如通過一個磁化電感形成。

實用新型內容本實用新型的目的在於，提出一種可能源優化運行的、基於這類LLC-串聯諧 振_振蕩迴路-DC-DC變流器的具有極寬AC輸入電壓範圍的AC-DC中間電路轉換器。 根據本實用新型，該目的通過具有極寬AC輸入電壓範圍的AC-DC中間電路轉換器 實現，該轉換器具有ZVS三電平DC-DC諧振變換器，該變換器具有四個在兩個DC中間電路 埠之間串聯設置的初級開關(第一外初級開關、第二外初級開關以及第一內初級開關、 第二內初級開關)， a)其中，兩個內初級開關之間的共用連接點通過LLC-串聯諧振-振蕩迴路與諧振 電感、並聯變壓器初級繞組的磁化電感連接，並且諧振電容器與第二外初級開關和第二 DC 中間電路埠之間的共用連接點連接， b)其中，第一外初級開關和第一內初級開關之間的共用連接點通過輸入電容器與 第二外初級開關和第二內初級開關之間的共用連接點連接， c)其中，在兩個DC中間電路埠之間串聯有兩個中間電路電容器，其共用連接點 形成一個DC中間電路中間埠 ， d)其中，多個DC中間電路埠與多個整流器的整流埠 (Gleichanschluessen) 連接，該整流器的AC輸入埠通過AC輸入電壓加載， e)其中，AC輸入埠和DC中間電路中間埠之間設置有區域轉換開關 f)其中，區域轉換開關在低AC輸入電壓範圍中閉合併且ZVS三電平DC-DC諧振變
換器按照一種"雙電平運行方式"的調製策略來運行，在該調製策略中，分別是一方面第一
外初級開關和第一內初級開關共同被控制，並且另一方面第二內初級開關和第二外初級開
關共同被控制，從而LLC-串聯諧振-振蕩迴路分別通過整個位於DC中間電路埠之間的
DC輸入電壓來加載， g)其中，區域轉換開關在中間的AC輸入電壓範圍被斷開，並且ZVS三電平DC-DC 諧振變換器也按照"雙電平運行方式"的調製策略來運行。 h)其中，區域轉換開關在高AC輸入電壓範圍被斷開，並且ZVS三電平DC-DC諧振 變換器按照"三電平運行方式"的調製策略來運行，在該調製策略中， 一方面第一外初級開關和第二內初級開關以互補的方式和方法運行，另一方面第一內初級開關和第二外初級開 關以互補的方式和方法運行，從而LLC-串聯諧振-振蕩迴路僅通過一半的位於DC中間電 路埠之間的DC輸入電壓來加載。 利用本實用新型要達到的目的還在於，在極寬的AC輸入電壓範圍內也沒有降低 整個系統的工作效率以及尤其是效能。變壓器不必設置用於較大的輸入電壓範圍，而是僅 僅設置用於一個相比寬的AC輸入電壓在很大程度上降低的範圍，這有助於最佳化的設置 變壓器並且在此尤其從根本上簡化了所需要的芯線。變壓器的漏感和其磁化電感表現為 LLC-振蕩迴路的元器件部分。輸入端三電平結構與兩個不同的調製策略和LLC-振蕩迴路 的組合即使在極寬的AC輸入電壓範圍和較大的負載變化中也確保了 AC-DC中間電路轉換 器的高效的功率密度和效能。 本實用新型的多個有利的設計方案在從屬權利要求中表徵。
本實用新型接下來將根據在附圖中示出的實施例來進行說明。其中 圖1總體上示出了 ZVS三電平DC-DC諧振變換器的電路系統， 圖2示出了在ZVS三電平DC-DC諧振變換器的第二運行方式(下述也稱為"雙電
平運行方式"的調製策略)中實際值的時間曲線， 圖3a-3c示出了用於描述根據圖2的"雙電平運行方式"的調製策略的等同的電 路， 圖4示出了在ZVS三電平DC-DC諧振變換器的"三電平運行方式"的調製策略中 實際值的時間曲線， 圖5、6示出了輸入端的整流器，其具有用於實現倍壓的區域轉換開關， 圖7示出了具有降低主動高次諧波(失真率)的AC-DC中間電路轉換器， 圖8-12示出了不同的輸入端增壓器_整流器，其能夠主動調節功率因數， 圖13示出了具有雙DC-中間電路和主動功率因數調節的AC-DC中間電路轉換器。
具體實施方式對於具有極寬AC輸入電壓範圍的AC-DC中間電路轉換器可以使用兩個串級連接 的變換器，以使得能夠實現被動元器件的優化和在半導體中降低電壓_及電流需求。在此 使用到第一級(整流器)，從而將改善變換器的功率因數和失真係數(高次諧波負載)。另 外，該第一級用於匹配到正確存在的、在AC輸入埠上連接的AC輸入電壓。其結果將導致 基本上恆定的中間電路電壓的配置，這有助於能夠實現第二級(DC-DC變換器)的優化。在 第一級中可以使用到藉助於區域轉換開關執行的倍壓配置，以便於減少極寬AC輸入電壓 範圍在AC-DC中間電路轉換器的功率密度和設定可行性上的負面效果。然而，在AC輸入電 壓的極大偏差中，第一級的工作效率像之前一樣受到很大程度上的影響。 圖1示出了所提出的ZVS三電平DC-DC皆振變換器上的電路系統。其中附圖標記 分別表示 3、4 DC中間電路埠 6、 7 DC輸入埠[0028]8變壓器A在DC-DC變換器中的切換點=初級開關串聯電路的中間埠 =初級開關s2s3的連接點B在DC-DC變換器中的切換點=具有DC中間電路埠 4的初級開關S4的連接點C初級開關s^2的連接點D初級開關s3s4的連接點E具有DC中間電路埠 3的初級開關Si的連接點CinDC-DC變換器的輸入電容器CoutDC-DC變換器的輸出電容器crDC-DC變換器的諧振電容器cz中間電路電容器Crl 、 Cr2DC-DC變換器的諧振電容器^Lr通過諧振電感的電流LmDC-DC變換器的變壓器的磁化電感LrDC-DC變換器的諧振電感S]_ 、 、 Sq;、S4DC-DC變換器的初級開關，包括反並聯的二極體(反饋二極體)，其中分別是s工第一外初級開關s2第一內初級開關s3第.二內初級開關s4第-二外初級開關接下來將說明這種具有極寬AC輸入電壓範圍的ZVS三電平DC-DC運行方式，其中ZVS大體上是"Zero-Voltage-Switch"或"零電壓開關"的縮寫，其中的含 義是，功率半導體在零伏特的電壓中切換。 如所看到的，所提出的DC-DC變換器在初級端上使用在電容器Cin、 Cz上得到支持 的三電平結構。這能夠降低串聯在DC中間電路埠 3、4(以DC電壓Vin加載)之間的初級 開關S2、 S3、 S4。設置在初級端上的LLC-串聯諧振-振蕩迴路能夠實現初級開關S2、 S3、 S4的零電壓切換，該LLC-串聯諧振-振蕩迴路由位於切換點A( = S2和S3的連接點) 上的諧振電感L。變壓器8的磁化電感Lm和位於切換點B (DC中間電路埠 4)上的諧振電 感k構成。不同於傳統串聯諧振變換器，所提出的ZVS三電平DC-DC諧振變換器有利地在 由諧振電感k和諧振電容器&確定的諧振頻率之上或之下的頻率中工作並且在此還確保 了初級開關&、 S2、 S3、 S4的零電壓切換。零電壓切換通過使用變壓器8的的磁化電感Lm實 現。 並聯於變壓器8的初級繞組的磁化電感Lm另外能夠實現在更寬負載範圍內的所 提出的ZVS三電平DC-DC諧振變換器，而無需或者提高LLC-串聯諧振-振蕩迴路的品質因 數或者提高切換頻率和諧振頻率之間的比例。因此也降低了流通在ZVS三電平DC-DC諧振 變換器內的能量。另外，對此使用到諧振電容器Cr，基於所提出的調製方法而禁止了產生的 DC組件。通過這種方式確保了變壓器8的磁通量的均衡狀態。ZVS三電平DC-DC諧振變換器的次級端可以配備有在全波配置、半波配置或倍壓配置中的二極體整流器。在實施例中， 變壓器8的次級繞組被分割，其中部分繞組與次級二極體Dn、 Drf的正極連接，其負極相互 連接並且形成DC輸出埠6。另一DC輸出埠 7位於兩個部分繞組的共用埠上。在兩 個DC輸入埠 6、7之間接通有輸出電容器C。ut。 該ZVS三電平DC-DC諧振變換器的調節在可變的切換頻率中實現。ZVS三電平 DC-DC諧振變換器，當其在諧振頻率之下運行時可以提高輸入電壓。為了在降低輸入電壓時 調節輸出電壓，則降低切換頻率。 如隨後還要詳細描述，ZVS三電平DC-DC諧振變換器在這種方式下形成，即次級二 極管Dn、D^在零電流切換的條件下運行。有利的是，在此減少了關於禁止延遲時間的問題。 根據運行條件，所提出的ZVS三電平DC-DC諧振變換器具有兩個不同的運行方式。 每個運行方式在每半個切換周期中具有三個級。
當ZVS三電平DC-DC諧振變換器通過高於由諧振電感Lt和諧振電容器Ct確定的 諧振頻率的切換頻率運行時，出現第一運行方式。在這種情況下，LLC-串聯諧振-振蕩回 路的自然諧振周期分別被間歇地中斷。這種運行方式類似於串聯諧振變換器的運行方式。
當ZVS三電平DC-DC諧振變換器通過低於由諧振電感和諧振電容器&確定的 諧振頻率的切換頻率運行時，出現第二運行方式。該運行方式隨後根據圖2及圖3a-3c來 詳細描述，因為該運行方式具有多種優點，如在初級開關S2、 S3、 S4中降低斷開損失並且 在次級二極體Dri、Dr2中減少了關於禁止延遲時間的問題。 兩種運行方式(非諧振運行方式和諧振運行方式)保證了平滑的切換並且可以在 ZVS三電平DC-DC諧振變換器中輕易執行。接下來將根據圖2及圖3a-3c來詳細描述ZVS三電平DC-DC諧振變換器的第二運
行方式。這些圖示示出了賦值的時間曲線，如[0060]V gs用於DC-DC變換器的初級開關的控制信號連接點A和B之間的電壓vinDC-DC變換器的輸入電壓V0nDC-DC變換器的已變壓的輸出電壓III:通過諧振電感的電流Iliii通過磁化電感的電流Isi、 Is3通過初級開關的電流nDC-DC變換器的變壓器的轉換比例t0、 ti、 t2、^用於限定時間段的時間點在圖3a、3b、3c中示出了相當於第二運行方式的電路，用於在每半個切換周期中發生的三:個級。圖3a示出了第二運行方式的第一級，也就是時間點t。和^之間的時間段。為了開始該時間段，第一外初級開關S工和第一內初級開關S2被接通並且通過諧振電感Lr的電
流流過該初級開關s工和s2的反並聯二極體。對於時間點t。，初級電流變換其方向並且一半
輸入電壓Vin和已變壓的輸出電壓V。n之間的電壓差處於LLC-串聯諧振-振蕩迴路上，其 中n是變壓器8的轉換比例。因此而開始了諧振電容器C;和諧振電感Lr之間的振蕩，而該 第一級將輸入功率傳遞到輸出端上。[0071] 圖3b示出了第二運行方式的第二級，也就是時間點^和t2之間的時間段。對於 時間點tp諧振電流通過諧振電感k實現了磁化電流，由此變壓器8的次級端從處級端上
去耦。對於該時間點^開始了諧振電容器Cr、諧振電感Lr以及變壓器8的磁化電感Lm之
間的新的振蕩。 圖3c示出了第二運行方式的第三級，也就是時間點^和^之間的時間段。對於 時間點ty初級開關Si和S2通過磁化電感Lm斷開，從而減少了斷開損失。另外磁化電感Lm 將初級開關S3、 S4的電容放電到零，以使得其反並聯二極體接通，由此在變壓器8上設置負
電壓。因為初級開關S3、S4的反並聯二極體引導初級電流，所以初級開關S3、S4可以作為零
電壓開關來運行。在該第三級中，次級端一直與DC-DC變換器的處級端去耦。另外，諧振電
容器Cr、諧振電感Lr以及變壓器8的磁化電感Lm之間的振蕩將繼續進行。在第三級結束時， 初級電流變換其方向，由此開始下一半的切換周期，在該周期中，第二內初級開關S3和第二
外初級開關S4被接通。總的來說，ZVS三電平DC-DC諧振變換器在低AC輸入電壓範圍內根 據"雙電平運行方式"的調製策略來運行， 在該策略中，首先，第一外初級開關S工和第一內初級開關S2每次一同被控制 隨後，第二內初級開關S3和第二外初級開關S4 —同被控制， 從而LLC-串聯諧振-振蕩迴路每次通過在DC中間電路埠 3、4之間的全部DC
輸入電壓來加載。 LLC-串聯諧振-振蕩迴路的前述諧振的運行方式由此而確保了 ZVS運行方式具有 已降低的對於初級開關SpS^S3、S4的斷開損失以及次級二極體Dri、Dr2的已降低的損失。 如前面已經證實的，以所希望的ZVS三電平DC-DC諧振變換器的極寬的AC輸入 電壓範圍為基礎的整個系統的優化是困難的。在具有(輸入端的)整流器和(輸出端的) DC-DC變換器的兩級配置中通常將調節中間電路的DC電壓，這可以實現第二級的優化，也 就是單獨的DC-DC變換器的優化。儘管第一級(整流器)根據像之前所希望的AC輸入電壓 的極寬變化範圍所述的那樣是困難的。為了達到所希望的相關失真因數(高次諧波負載) 的要求，第一級則通常通過增壓器-整流器(增強轉換器)實現，其中中間電路的DC電壓 這樣選擇，即其高於(網絡端)AC輸入電壓的最大峰值。因此必須在最低的AC輸入電壓中 提高整流器的加強因數，在功率半導體中增大有效電流。額外地，位於輸入端的電感Lin上 的電壓增加了基於電流波所建立的要求的負擔。 解決方案可以是符合現有AC輸入電壓可進行變化預設的中間電路的DC電壓。在 該解決方案中，中間電路的DC電壓在低AC輸入電壓範圍內相應地預設該下範圍的AC輸入 電壓的最大峰值。在中間的AC輸入電壓範圍中預設中間電路的DC電壓，以使得滿足目前 預設的運行條件，該運行條件能夠實現第一級的優化。 為了滿足這些預設的要求，鑑於第二級可以需要一個DC-DC變換器，其能夠在不 同的DC輸入電壓上工作。當該DC-DC變換器要在較寬的DC輸入電壓範圍中工作時，與平 緩接通的DC-DC變換器相關聯的問題是其較差的工作表現。在這種使用情況下，DC輸入電 壓的變化不僅造成了變壓器線圈圈數比例的下降，而且還造成了在切換頻率或負載周期中 較大的偏差。出於這種原因，DC-DC變換器的優化將難以實現，並且甚至於在功率半導體中 不僅由於逐漸提高的負載及提高了在DC-DC變換器中流通的能量，而且也會基於被降低的 效率而難以實現。[0080] 使用在輸入端的三電平架構上得以支持的DC-DC變換器說明了不同的調製策略 (調製模式)的應用，該策略基於"雙電平運行方式"或"三電平運行方式"或"雙電平三電 平混合運行方式"。通過這種作為功能的特徵以及根據正確建立的DC輸入電壓來使用，從 而能夠最小化DC-DC變換器有效功率的在更寬DC輸入電壓範圍下的波動。通過這種方式， DC-DC變換器在低AC輸入電壓範圍中通過圖2、3a-3c中表述的"雙電平運行方式"的調製 策略來運行。在此，變壓器8和LLC-串聯諧振-振蕩迴路通過全DC輸入電壓來加載。在 上DC輸入電壓範圍(表示在雙級配置(整流器+DC-DC變換器)中中間電路的更高DC電 壓)中，調製方式這樣變化，即變壓器8和LLC-串聯諧振-振蕩迴路僅僅通過半DC輸入電 壓(目前是較高的)來加載，下文中以"三電平運行方式"來表示。 在圖4中示出了在上DC輸入電壓範圍中"三電平運行方式"的調製策略中實際值 的時間曲線。如所能看到的，第一外初級開關&和第二內初級開關S3以及第一內初級開 關S2和第二外初級開關S4都以互補的方式和方法運行。雖然該初級開關的負載周期可以 調整，以便於由此而調節輸出電壓，但對於第一外初級開關S工和相應對於第一內初級開關 S2的負載周期被設定到每個負載周期的25%，在這樣的負載周期中，在該調製策略下達到 最大化的電壓加強。ZVS三電平DC-DC諧振變換器根據"三電平運行方式"調製策略這樣運 行，即LLC-串聯諧振-振蕩迴路僅僅通過位於DC中間電路埠 3、4之間的一半的DC輸入 電壓來加載。 圖4另外示出，即所提出的"三電平運行方式"調製策略在LLC-串聯諧振-振蕩回 路和變壓器8上造成了一種符合切換頻率的兩倍數值的頻率。為了在LLC-串聯諧振_振 蕩迴路中達到相同的加強特徵，初級開關的切換頻率被設定在下輸入電壓範圍 內出現的一半的切換頻率數值上。 還可以得到證實的是，在對應兩種運行方式的根據圖2、3a_3b的"雙電平運行方 式"(在"較小"的DC輸入電壓中應用)及根據圖4的"三電平運行方式"(在"較大"的 DC輸入電壓中應用)的調整策略中都將得到相同的特徵曲線，這會帶來對於功率半導體、 LLC-串聯諧振-振蕩迴路以及變壓器8的近似的有效-及峰值。額外地，在兩種運行方式 下的切換損失也是相同的。這將保證了在兩種運行方式中進一步良好的優化可行性。 接下來將詳細地描述對應AC-DC中間電路轉換器、整流器的兩級配置的第一級。 通常的輸入級包含具有一個下遊較大的平滑電容器的全橋整流器。這種平滑電容器降低了 在第二級(DC-DC變換器)中電壓波形的波度。然而，這種輸入電流的問題是，其造成了在 網絡中極端的尖峰輸入電流和非線性的失真。失真係數(高次諧波負載)在這種整流器中 通常在55%到65%的範圍內。由此而得到的功率係數也是一個比較差的數值。 通過輸入級(整流器)的篡改可以實現功率因數和非線性失真的改善。在圖5和 6中示出了，在低能量區域內的應用中可以使用用於避免高次諧波的被動解決方案，以便於 實現針對性的改善。通過較大的平滑電感Lin，具有二極體D" D2、 D3、 D4的單相全橋整流器 將產生一個在90%功率因數和48%失真係數(高次諧波負載)中的矩形電流。當平滑電 感Lin的數值降低時，這樣所實現的數值也會變差。至少在低能量區域內各自所連接的較小 的負載中，所要求的用於失真因數的數值相應實現了高次諧波負載。 在圖5和6中示出了兩個整流器，其通過使用區域轉換開關S^可以實現倍壓的選 擇。在此，根據圖5和6的電路圖之間的區別是平滑電感Lin的布局。在根據圖5的電路圖
9中，平滑電感Lin設置在AC端上。在根據圖6的電路圖中，平滑電感Lin設置在DC端上並且 在此以兩個相互耦合的元件Li乂2分開，這有助於這種被動元器件的尺寸和重量。其中表示 有 D^D2、D3、D4 整流器的二極體 在圖7中作為前述描述的結果示出了具有被動高次諧波(失真係數)減少功能的 AC-DC中間電路轉換器(具有兩級配置)的建議。(輸入-)整流器設計為二極體橋接整流 器的形式，該整流器具有二極體Dp D2、 D3、 D4以及用於減少失真係數(高次諧波負載)的 在DC端上的分開的被動平滑電感Lin。在這種情況下，中間電路的DC電壓不匹配一個預設 (希望)的數值，這將妨礙下遊的DC-DC變換器的優化。過濾器/平滑-及半導體元器件 必須設置用於具有儘可能高的電流的負載，該電流在最低網絡電壓中產生。該建議使用到 一種帶有區域轉換開關SK的布局，以便於負載這樣適當地降低DC輸入電壓對於下遊DC-DC 變換器的較大偏差。 這種布局通過前述用於ZVS三電平DC-DC諧振變換器的布局相應地結合具有"雙 電平運行方式"和"三電平運行方式"的調製策略，以便於這樣滿足在極寬AC輸入電壓範圍 中出現的要求，由此而不僅在低AC輸入電壓範圍90-135V中，也可以在高AC輸入電壓範圍 400-550V中都可以如下在網絡電壓上廣泛運行 A)在AC輸入電壓範圍90-135V中，區域轉換開關SK被連接並且在中間電流的電 容器上的電壓具有254到380V的數值成倍地高於AC輸入電壓的峰值。ZVS三電平DC-DC 皆振變換器根據前述圖2、3a-3c的調製策略"雙電平運行方式"來運行。輸入電壓通過使 用初級開關S2、 S3、 S4時的頻率調製來調節。 B)在中間AC輸入電壓範圍160-265V中，區域轉換開關SK被斷開，進而導致一個 235-380V的未調節電壓。DC-DC變換器如A) —樣來運行，也就是說通過如圖2、3a_3c的 "雙電平運行方式"調製策略來運行。 C)在較高的AC輸入電壓範圍400-550V中，區域轉換開關SK也被斷開，進而導致 一個565-780V的未調節電壓。該電壓幾乎對應於通用網絡電壓的成倍數值。為了進行補 償，ZVS三電平DC-DC皆振變換器根據前述圖4的調製策略"三電平運行方式"來運行。輸 入電壓也通過使用初級開關&、 S2、 S3、 S4時的頻率調製來調節。 附加地，在功率半導體、LLC-串聯諧振-振蕩迴路以及變壓器8的流通電流的近 似值和峰值在兩種調製策略"雙電平運行方式"和"三電平運行方式"中是相同的，另夕卜，切 換損失在所有情況中也是一樣的。此外，對於變壓器設計方案重要的參數在兩種調製策略 中是類似的。結果可以設定出，即根據圖7所提出的解決方案不僅在相關AC輸入電壓的較 大範圍內(例如90到550V中)，也在AC輸入電壓的相對高的數值時(例如550V)都可以 有利地使用，而不會在此不利地影響到AC-DC中間電路轉換器的效率和功率密度。 接下來將描述基於兩級配置(整流器+DC-DC變換器)的解決方案，該解決方案用
中間電路電容器 整流器的平滑電感 整流器的區域轉換開關 AC輸入埠 DC中間電路中間埠於具有正面影響(調節)功率係數能力的AC-DC中間電路轉換器。圖8-12在此示出了增 壓器-整流器的簡化電路圖，該整流器可以用於所提出的兩級配置的第一級 圖8示出了一種單開關_增壓器_整流器(Single-Switch-Boost-Converter)， 其具有橋接整流器的二極體Dp D2、 D3、 D4、 DC端平滑電感Lin ;開關SB ;輸出端二極體Db和 中間電路電容器Cz， 圖9示出了一種增壓器-整流器，其具有橋接整流器的二極體D"H^ ;兩 個搭掛的開關^、S^ ;兩個對應的DC端分來的平滑電感Li乂2 ;以及兩個輸出端二極體D『 Db2禾口中間電路電容器(Interleaved_Boost_Converter)Cz， 圖10示出了一種三電平增壓器-整流器，其具有橋接整流器的二極體Dp^、 D3、 D4 ;兩個橋接整流器的輸出端上分開並且相互耦合的平滑電感Lin/2 ;兩個與DC中間電 路埠 3、4連接的輸出端二極體Db3、DM;兩個與平滑電感連接的、串聯的開關S『S^;兩個 在DC中間電路埠 3、4之間串聯的中間電路電容器CZ1、CZ2以及在橋接整流器和開關與中 間電路電容器的共用連接點(=DC中間電路中間埠 5)之間設置的區域開關Sr， *圖11示出了一種單相維也納式增壓器_整流器(Single-Phase-Vienna-Boost-Converter) ，其具有 :橋接整流器的二極體D^D2、D3、D4 ;AC端的平滑電感Lin ;兩個與DC中 間電路埠 3、4連接的輸出端二極體Db3、DM;兩個在DC中間電路埠 3、4之間串聯的中間 電路電容器CZ1、 CZ2以及在橋接整流器的整流埠之間連接的開關SB， 圖12示出了雙開關_三電平增壓器_整流器(Two-Switch-Three-Level-Boos t-Converter)，在該整流器中，開關SB相比根據圖11中示出的接通在此被取消並且橋接整 流器的二極體D2、 D4由開關SB1、 SB2代替。 在此其中表示有 Db、Dbl、Db2、Db3、Db4 整流器的輸出端二極體 SB、 SB1、 SB2 包括回饋二極體的整流器的開關 在所有解決方案中，橋接整流器通過一種主動的功率因數調節來進行補充，其原 理上的功能性將改善輸入電流_失真係數(對應高次諧波負載)。整流器以CCM模式(連 續傳導模式、不中斷電流傳導)來運行，由此實現了輸入電流調節的改善。額外地，整流器 的非脈衝式電流降低了用於EMI過濾器(用於降低電磁功能性幹擾的過濾器)的要求。 在圖8和9中示出了通用的單開關-增壓器-整流器(圖8)以及具有兩個搭掛開 關的增壓器_整流器(圖9)。根據圖9的增壓器_整流器的實質性優點在此可以看出，即 在整流器的輸入端上降低了相當的驅動頻率，而在此不會妨礙到整流器中的切換損失。由 此而得到的結果是，減少了 EMI過濾器和總體電感。當在使用一個共用芯線時兩個平滑電 感相互耦合，從而得到了在根據圖9的布局中的額外優點。根據圖8、9的解決方案建議可 以通用地用於不同的網絡電壓條件，例如可以在90V-250V的AC輸入電壓範圍中使用，其中 中間電路在安置在400V的DC電壓中。在這種情況下可以使用500V或600V的M0SFET或 IGBT。然而會損害到在低AC輸入電壓範圍中整流器的效率，這同時會造成功率降低。如前 文所描述的可以改善效率，其中一種雙DC中間電路(具有區域轉換開關)以AC-DC中間電 路轉換器的運行方式來執行。在這種情況下，可以顧及到這種條件而採用三電平整流器，從 而不會在此影響到變換器的效率。在圖10、11、12中示出了在高AC輸入電壓範圍400V-550V中使用的三電平整流器，其中中間電路的DC電壓為了改善運行設置為800V。這種根據圖10、11、12的三電平整 流器相對於傳統的單開關增壓器_整流器的優點是，降低了在主要組件中的電壓要求(在 中間電路的半DC電壓中降低)並且抑制了電流波度，這將縮減平滑電感的結構尺寸。設定 用於低壓的功率半導體有利地具有改善的電氣特徵，如低能量損失和低切換損失。在接通 狀態中，切換損失被降低，因為設定用於低壓的功率半導體具有較低的輸出端電容。此外， 功率半導體僅僅通過中間電路的一半DC電壓來加載。這在總體上導致了較低的損失。此 外，通過較低電壓來加載的二極體具有已改善的相關禁止延遲時間的特徵。 重要的是，整流器不僅僅用於覆蓋到400-550V的高輸入電壓範圍，還適合用於全 部的90-550V的AC輸入電壓範圍。在這種情況中，變換器的效率甚至於更多地在低AC輸 入電壓範圍內被影響，因為在這樣的低範圍中變換器的DC放大被加載，以便於能實現中間 電路的800V的DC電壓。雙DC中間電路(具有區域轉換開關)的使用改善了在低AC輸入 電壓範圍內的效率。 在圖13中示出了一種具有雙DC中間電路的AC-DC中間電路轉換器的簡化實 施例，其作為前述根據圖8-12的額外說明結果，該雙DC中間電路可以很好地用於覆蓋 90-550V的其他AC輸入電壓範圍。第一級通過具有區域轉換開關& (見根據圖10的布局) 的三水平(增壓器)整流器來執行。三水平增壓器-整流器的兩個開關S『S^通過180。 的相位移相互運行，以便於電流波度通過平滑電感最佳地被抑制。另外，兩個分開的平滑電 感Lin/2彼此耦合，以便於最小化這些被動元器件的尺寸和體積。雙DC中間電路(雙整流 器方案)在區域轉換開關SK時將用於 在90-135V的低AC輸入電壓範圍中，區域轉換開關SK被閉合，由此而可以實現 的倍壓功能。
在160-265V的中間AC輸入電壓範圍中，區域轉換開關SK被斷開並且整流器以 傳統的方式工作。 有利地，雙DC中間電路促使電流和流通的能量的有效值和峰值的下降。其結果 是，兩種運行方式具有與傳統單開關增壓器整流器一樣類似的特徵。 區域轉換開關&可以以機械形式或電子機械形式或半導體的形式或跳線的形式 實現。在兩種前述的AC輸入電壓範圍(較低和中間範圍)中，中間電路的DC電壓設為400V。 單獨的DC-DC變換器根據前述圖2、3a、3b、3c的調製策略"雙電平運行方式"來運行。 在400-550V的高AC輸入電壓範圍中，中間電路的DC電壓設為800V。為了實現相 同的DC放大特徵，ZVS三電平DC-DC諧振變換器以圖4所述的"三電平運行方式"的調製策 略來運行。這能夠想到，在LLC-串聯諧振-振蕩迴路和變壓器8，甚至於中間電路的所使用 的不同DC電壓中的特徵曲線都是相同的。這意味著，有效電流和峰值電流都在功率半導體 和被動元器件中都保持不變並且由此而不會改變散熱相關的相同要求。出於這種原因而確 保了在極寬AC輸入電壓範圍上良好的優化。 附圖標記 1、2 AC輸入埠 3、4 DC中間電路埠 5 DC中間電路中間埠 6、7 DC輸出埠
120123]8
0124]A、B、C、D
0125]。in
0126]Cz、 Czl、 Cz:
0127]C。ut
0128]cr
0129]Drl 、 Dr2
0130]
0131]Db、Dbl、DK、Db3、D
0132]Iliii
0133]iii:
0134]Isi、 Isi
0135]Lin
0136]Lm
0137]
0138]n
0139]S丄、S2、 S3、s4
0140]SB、 SB1、、
0141]sK
0142]t0、 tl、 t2、t3
0143]vab
0144]V gs
0145]vin
0146]V0n
變壓器
在DC-DC變換器中的連接點 DC-DC變換器的輸入電容器 中間電路電容器
DC-DC變換器的輸出電容器 DC-DC變換器的諧振電容器 DC-DC變換器的次級二極體 整流器的二極體 整流器的輸出二極體
通過磁化電感的電流 通過諧振電感的電流 通過初級開關的電流 整流器的平滑電感 DC-DC變換器的變壓器的磁化電感 DC-DC變換器的諧振電感 DC-DC變換器的變壓器的轉換比例 DC-DC變換器的初級開關，包括反饋二極體 變換器的開關，包括反饋二極體
整流器的區域轉換開關 時間點
連接點A、B之間的電壓
用於DC-DC變換器的初級開關的控制信號
DC-DC變換器的輸入電壓
DC-DC變換器的已變壓的輸出電壓
權利要求一種AC-DC中間電路轉換器，所述轉換器具有ZVS三電平DC-DC諧振變換器，所述變換器具有四個在兩個DC中間電路埠(3、4)之間串聯設置的初級開關(S1、S2、S3、S4)即第一外初級開關(S1)、第二外初級開關(S4)以及第一內初級開關(S2)、第二內初級開關(S3)，a) 其中，所述兩個內初級開關(S2、S3)之間的共用連接點(A)通過LLC-串聯諧振-振蕩迴路與諧振電感(Lr)、並聯變壓器(8)的初級繞組的磁化電感(Lm)連接，並且諧振電容器(Cr)與所述第二外初級開關(S4)和第二DC中間電路埠(4)之間的共用連接點連接，b) 其中，所述第一外初級開關(S1)和所述第一內初級開關(S2)之間的共用連接點(C)通過輸入電容器(Cin)與所述第二外初級開關(S4)和所述第二內初級開關(S3)之間的共用連接點(D)連接，c) 其中，在所述兩個DC中間電路埠(3、4)之間串聯有兩個中間電路電容器(CZ1、CZ2)，其共用連接點形成一個DC中間電路中間埠(5)，d) 其中，所述多個DC中間電路埠(3、4)與所述多個整流器(D1、D2、D3、D4)的整流埠連接，所述整流器的AC輸入埠(1、2)通過AC輸入電壓加載，e) 其中，所述AC輸入埠(2)和所述DC中間電路中間埠(2)之間設置有區域轉換開關(Sr)，f) 其中，所述區域轉換開關(Sr)在低AC輸入電壓範圍中閉合併且所述ZVS三電平DC-DC諧振變換器按照一種「雙電平運行方式」的調製策略來運行，在所述調製策略中，分別是一方面所述第一外初級開關(S1)和所述第一內初級開關(S2)共同被控制，並且另一方面所述第二內初級開關(S3)和所述第二外初級開關(S4)共同被控制，從而所述LLC-串聯諧振-振蕩迴路分別通過整個位於所述DC中間電路埠(3、4)之間的DC輸入電壓來加載， g)其中，所述區域轉換開關(Sr)在中間AC輸入電壓範圍被斷開，並且所述ZVS三電平DC-DC諧振變換器也按照「雙電平運行方式」的調製策略來運行，h)其中，所述區域轉換開關(Sr)在高AC輸入電壓範圍被斷開，並且ZVS三電平DC-DC諧振變換器按照「三電平運行方式」的調製策略來運行，在所述調製策略中，一方面所述第一外初級開關(S1)和所述第二內初級開關(S3)以互補的方式和方法運行，另一方面所述第一內初級開關(S2)和所述第二外初級開關(S4)以互補的方式和方法運行，從而所述LLC-串聯諧振-振蕩迴路僅通過位於DC中間電路埠(3、4)之間的一半的DC輸入電壓來加載。
2. 根據權利要求1所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述諧振電感(Lr)至 少部分地通過所述變壓器(8)的漏磁電感形成。
3. 根據權利要求1或2所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述整流器(Dp D2、D3、D4)設計為不可控制的全橋整流器，其具有在AC端上的平滑電感(Lin)。
4. 根據權利要求1或2所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述整流器(Dp D2、 D3、 D4)設計為不可控制的全橋整流器，其具有在DC端上由兩個相互耦合的組件構成的 平滑電感(Lin)。
5. 根據權利要求1或2所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述整流器設計為 可控制的三電平增壓器-整流器，其具有在橋接整流器(DpDyDyD》的輸出端上分開並且 相互耦合的平滑電感(Li乂2)、兩個與DC中間電路埠 (3、4)連接的輸出二極體(Db3、Db4) 和兩個與平滑電感連接且串聯的開關(SB1、SB2)。
6. 根據權利要求1或2所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述整流器設計 為可控制的單相維也納式增壓器-整流器，其具有AC端的平滑電感(LJ、兩個輸出二極體 (Db3、Db4)和一個在橋接整流器(D^D2、D3、D4)的整流埠之間連接的開關(SB)。
7. 根據權利要求1或2所述的AC-DC中間電路轉換器，其特徵在於，所述整流器設計為 可控制的雙開關-三電平-增壓器-整流器，其具有AC端的平滑電感(Lin)和兩個輸出二 極管(Db3、 Db4)，在所述雙開關-三電平-增壓器-整流器中，橋接整流器(Dp D2、 D3、 D4)的 兩個二極體由開關(SB1、SB2)代替。
專利摘要本實用新型涉及一種具有極寬AC輸入電壓範圍的AC-DC中間電路轉換器實現，該轉換器具有ZVS三電平DC-DC諧振變換器，其中，AC輸入埠(2)和DC中間電路中間埠(2)之間設置有區域轉換開關(Sr)，其中，區域轉換開關(Sr)在低AC輸入電壓範圍中連接並且ZVS三電平DC-DC諧振變換器按照一種「雙電平運行方式」的調製策略來運行，在該調製策略中，分別是一方面第一外初級開關(S1)和第一內初級開關(S2)共同被控制，並且另一方面第二內初級開關(S3)和第二外初級開關(S4)共同被控制，從而LLC-串聯諧振-振蕩迴路分別通過整個位於DC中間電路埠(3、4)之間的DC輸入電壓來加載，其中，區域轉換開關(Sr)在中間的AC輸入電壓範圍被斷開，並且ZVS三電平DC-DC諧振變換器也按照「雙電平運行方式」的調製策略來運行，其中，區域轉換開關(Sr)在高AC輸入電壓範圍被斷開，並且ZVS三電平DC-DC諧振變換器按照「三電平運行方式」的調製策略來運行，在該調製策略中，一方面第一外初級開關(S1)和第二內初級開關(S3)以互補的方式和方法運行，另一方面第一內初級開關(S2)和第二外初級開關(S4)以互補的方式和方法運行，從而LLC-串聯諧振-振蕩迴路僅通過一半的位於DC中間電路埠(3、4)之間的DC輸入電壓來加載。
文檔編號H02M3/28GK201541200SQ20092014947
公開日2010年8月4日 申請日期2009年4月20日 優先權日2008年6月18日
發明者安東尼奧·科恰, 弗朗西斯科·卡納萊斯 申請人:Abb股份有限公司