直流－交流變換裝置及其控制器集成電路的製作方法
2024-02-09 15:33:15 1
專利名稱：直流－交流變換裝置及其控制器集成電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種將電氣產品附屬的電源轉換器及電池等的直流電源變成驅動負載的交流電壓的直流-交流變換裝置(以下稱作「逆變器」)及其控制器集成電路(控制器IC)。
背景技術：
作為筆記本電腦的液晶監視器及液晶電視機等的液晶顯示器的背光源，逐漸廣泛採用冷陰極螢光燈(以下稱作「CCFL」)。這種CCFL，與普通的熱陰極螢光燈具有大致相同的高效率和長壽命，而且節省熱陰極螢光燈具有的燈絲。
為了使這種CCFL起動及動作，需要很高的交流電壓。例如，起動電壓約1000V，動作電壓約600V。使用逆變器，由筆記本電腦的液晶監視器及液晶電視機等的直流電源，產生這種很高的交流電壓。
作為CCFL用的逆變器，歷來通常使用羅耶(Royer)電路。該羅耶電路，由可飽和磁芯變壓器、控制電晶體等構成，而且在可飽和磁芯變壓器的非線性透磁率、控制電晶體的非線性電流增益特性的作用下，進行自我振蕩。羅耶電路本身不需要外部時鐘脈衝及驅動電路。
可是，羅耶電路總的來說是恆電壓逆變器，在輸入電壓及負載電流變化時，不能維持一定的輸出電壓。所以，需要旨在向羅耶電路供給電力的調整器(regulator)。因此，使用羅耶電路的逆變器，難以小型化，而且電力變換效率也低。
有人提出了提高電力變換效率的CCFL用逆變器的方案(參閱特開平10-50489號公報)。該逆變器將第1半導體開關與變壓器的初級線圈串聯，將被串聯的第2半導體開關和電容器與變壓器的初級線圈並聯，而且將耦合電容器和負載與變壓器的次級線圈串聯。根據來自控制電路的控制信號，對第1及第2半導體開關進行ON·OFF控制，向負載供給交流電力。
另外，還有人提出使用4個半導體開關，全橋(又稱「H橋」)型的CCFL用逆變器的方案(參閱美國專利第6259615號說明書)。該逆變器，通過將共振用電容器與變壓器的初級線圈串聯，與全橋的輸出端連接，將負載與變壓器的次級線圈連接。構成全橋的4個半導體開關中，由第1組的2個半導體開關，在變壓器的初級線圈上形成第1方向的電流通路；由第2組的2個半導體開關，在變壓器的初級線圈上形成第2方向的電流通路。而且，由控制電路以固定的同一脈衝寬度，將其脈衝的相對位置受到控制的控制信號，供給全橋的半導體開關，調整向負載供給的電力。還檢測變壓器次級線圈的電壓，進行過電壓保護。
另外，檢測流入CCFL的電流，為了使該電流成為所定值而進行逆變器電源裝置的間歇動作中的燈亮/燈滅，以便調整脈衝寬度調製(PWM)的佔空係數後，調整燈亮/燈滅的時間比的技術也廣為人知(參閱特開2002-221701號公報)。
在現有技術的逆變器中，為了使流入負載的電流成為所定值，控制半導體開關的ON期間，控制向負載供給的電力。為了減小向負載供給的電力，就要將旨在使半導體開關ON的控制脈衝的寬度變窄。但將控制脈衝的寬度變窄後，穩定地向負載供給較小的電力的範圍就受到限制。所以難以向下限方向擴大負載——CCFL的調光範圍。
另外，在現有技術的控制間歇動作中的燈亮(ON)/燈滅(OFF)的時間比的逆變器中，僅僅是間歇動作的控制，所以難以進行深入細微的調光。
另外，現有技術的產品，在逆變器起動時，由於恆電流控制的迴路延遲，從而致使過大的電流流入負載——CCFL；或者由於過電壓保護的動作延遲，而被外加過大的電壓。另外，在間歇動作中ON的上升時及下降時，控制狀態急劇變動，尤其是在上升時，輸出電流產生過衝。在這些過大的電流及過大的電壓或過衝的作用下，負載——CCFL就要承受壓力，導致其壽命下降。另外，變壓器及半導體開關、電池電源等主電路機器，也必須是能夠承受過大的電流等的產品。
發明內容
因此，本發明的目的在於，提供在次級線圈與負載連接的變壓器的初級線圈中，設置半導體開關電路，在對該半導體開關電路的各開關進行脈衝寬度調製(PWM)從而進行恆電流控制的同時，還並用間歇動作的控制，從而在擴大向負載供給電力的範圍的同時，還能夠進行高精度控制的逆變器及其控制器IC。
另外，本發明的另一個目的是要提供能夠在脈衝寬度調製(PWM)後進行恆電流控制的同時，還利用間歇動作進行控制的裝置中，用與起動時的緩慢起動不同的簡易的結構，抑制間歇動作中的控制狀態的急劇變動的逆變器及其控制器IC。
本發明的逆變器，其特徵在於，包括直流電源；具有初級線圈和至少一個次級線圈的變壓器；旨在使電流由所述直流電源交替延第1方向及第2方向流入所述初級線圈的半導體開關電路；與所述次級線圈連接的負載；檢測流入所述負載的電流，產生電流檢測信號的電流檢測電路；產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生電路；接收所述PWM用三角波信號及所述電流檢測信號，比較根據所述電流檢測信號的誤差信號和所述PWM用三角波信號後產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路；按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
本發明的逆變器，其特徵在於，包括直流電源；具有初級線圈和至少一個次級線圈的變壓器；旨在使電流由所述直流電源交替延第1方向及第2方向流入所述初級線圈的半導體開關電路；與所述次級線圈連接的負載；檢測流入所述負載的電流，產生電流檢測信號的電流檢測電路；檢測外加給所述負載的電壓，產生電壓檢測信號的電壓檢測電路；產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生電路；接收所述PWM用三角波信號、所述電流檢測信號及所述電壓檢測信號，比較根據所述電流檢測信號和所述電壓檢測信號的誤差信號和所述PWM用三角波信號後產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路；按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
本發明的控制器IC，其特徵在於，是旨在驅動半導體開關電路、控制向負載供給交流電力的控制器IC，具有將外置的振蕩用電容器和振蕩用電阻連接起來，產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生模塊；接收所述PWM用三角波信號、檢測流入所述負載的電流的電流檢測信號及檢測外加給所述負載的電壓的電壓檢測信號，比較根據所述電流檢測信號和所述電壓檢測信號的誤差信號和所述PWM用三角波信號，產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路；按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
另外，所述PWM控制信號發生電路，具有按照根據所述電流檢測信號和電流基準信號之差的電流誤差信號的大小和按照根據所述電壓檢測信號和電壓基準信號之差的電壓誤差信號的大小，自動選擇所述電流誤差信號和所述電壓誤差信號中的某一個，作為所述誤差信號輸出的誤差信號發生電路；比較所述PWM用三角波信號和所述誤差信號，輸出所述PWM控制信號的PWM信號比較器。所述間歇動作控制電路，具有與所述誤差信號發生電路耦合，在所述間歇動作信號的作用下，被控制成ON或OFF的間歇動作用控制元件；在間歇動作OFF時，使所述間歇動作用控制元件動作，從而使所述誤差信號實質上成為零。
另外，所述誤差信號發生電路，具有比較所述電流檢測信號和所述電流基準信號後，產生第1誤差輸出的第1誤差放大器；比較所述電壓檢測信號和所述電壓基準信號後，產生第2誤差輸出的第2誤差放大器；受所述第1誤差輸出控制的第1控制元件；受所述第2誤差輸出控制的第2控制元件；所述第1控制元件的輸出端和所述第2控制元件的輸出端相互連接，從其相互連接點輸出所述誤差信號；所述間歇動作控制電路，將供給所述第1誤差放大器的所述電流檢測信號或供給所述第2誤差放大器的所述電壓檢測信號中的某個設定為所定值，從而使所述誤差信號實質上為零。
另外，在所述相互連接點和所述第1誤差放大器的電流檢測信號輸入端之間，連接第1反饋電容器；而且在所述相互連接點和所述第2誤差放大器的電壓檢測信號輸入端之間，連接第2反饋電容器；在從間歇動作ON向間歇動作OFF轉變以及從間歇動作OFF向間歇動作ON轉變時，使所述誤差信號緩慢變化。
另外，還具有產生間歇動作用三角波信號的歇動作用三角波信號發生電路；比較所述間歇動作用三角波信號和佔空信號，按照比較結果輸出的所述間歇動作用三角波信號的比較器。
另外，所述負載，是冷陰極螢光燈。
採用本發明後，在將供給負載的電流PWM控制成恆定電流的逆變器及為此而使用的控制器1C中，在對半導體開關電路的各開關進行PWM恆電流控制的同時，還並用由間歇動作進行的控制，從而可以擴大向負載供給電力的範圍，進行深入細微的電力控制。另外，由於在間歇動作OFF時，將旨在PWM的誤差信號實質上設定為零，從而控制間歇動作，所以能採用簡易的結構。
另外，間歇動作的控制，在向間歇動作OFF移動時，使反饋電路中包含的電容器充電，PWM控制的誤差信號向成為零的方向變化；在向間歇動作OFF移動時，使該電容器的電荷放電，該誤差信號從零向增大方向變化。這樣，在間歇動作的ON時及OFF時，PWM控制的誤差信號緩慢減少，或者緩慢增加。這樣，間歇動作的ON時及OFF時，由PWM進行的恆定電流控制，都能緩慢起動、緩慢停止，所以控制狀態的急劇變動受到抑制，可以減少輸出電流的過衝及變壓器的鳴叫。
另外，由於間歇動作的緩慢起動、緩慢停止，是利用反饋電路的電容器的充、放電實現的，所以與逆變器起動時的緩慢起動不同，可以設定為任意短的時間。這樣，就能進行適應間歇動作的緩慢起動、緩慢停止。
圖1是本發明的第1實施方式涉及的逆變器的整體構成的圖形。圖2是用於圖1的控制器IC的內部結構的圖形。圖3是與緩慢起動、緩慢停止相關的說明用的電路圖。圖4是為了說明圖3的動作的時間圖。圖5是為了說明圖3的動作的其它的時間圖。
具體實施例方式
下面，參閱附圖，講述本發明的由直流電源產生驅動負載的交流電壓的逆變器及其控制器IC的實施方式。
圖1是表示使用絕緣變壓器、全橋的開關電路進行PWM控制的本發明的第1實施方式涉及的逆變器的整體構成的圖形，圖2是表示與其配套的控制器IC(即逆變器控制用IC)的內部結構的圖形。
在圖1中，用第1開關——P型MOSFET(以下記作「PMOS」)101和第2開關——N型MOSFET(以下記作「NMOS」)102形成去變壓器TR的初級線圈105的第1方向的電流通路。另外，用第3開關——PMOS103和第2開關——NMOS104形成去變壓器TR的初級線圈105的第2方向的電流通路。這些PMOS101、103、NMOS102、104，分別具有體二極體(bodydiode(即反向柵二極體)。在該體二極體的作用下，可以使電流朝著與本來的電流通路相反的方向流動。此外，也可以另外設置與體二極體具有相同功能的二極體。
電流電源BAT的電源電壓VCC，通過PMOS101、103、NMOS102、104，供給變壓器TR的初級線圈105，使其次級線圈106感應與匝數比對應的高電壓。該感應的高電壓供給冷陰極螢光燈FL，使其發光。
電容器111、電容器112，與電阻117、電阻118一起，檢測外加給冷陰極螢光燈FL的電壓，並且將其反饋給控制器IC200。電阻114、電阻115，檢測流入冷陰極螢光燈FL的電流，並且將其反饋給控制器IC200。另外，電容器111，以其電容和變壓器TR的阻抗成分共振，冷陰極螢光燈FL的寄生電容也參與該共振。113、116、119、120，是二極體。另外，151、152是電源電壓穩定用的電容器。
控制器IC200，具有多個輸出入管腳。第1管腳1P，是PWM方式和間歇動作(以下稱作「突發(burst)」)方式的切換端子。從外部向該第1管腳1P輸入這些方式的切換及決定突發方式時的佔空比的佔空信號DUTY。第2管腳2P，是連接突發方式振蕩器(BOSC)的振蕩頻率設定用的電容器的電容連接端子。該第2管腳2P，與設定用電容器131連接，在那裡產生突發用三角波信號BCT。
第3管腳3P，是連接PWM方式振蕩器(OSC)的振蕩頻率設定用的電容器的電容連接端子。該第3管腳3P，與設定用電容器132連接，在那裡產生PWM用三角波信號CT。第4管腳4P，是設定第3管腳3P的充電電流的設定電阻連接端子。該第4管腳4P，與設定用電阻133連接，流過與其電位RT和電阻值對應的電流。第5管腳5P，是接地端子，成為接地電位GND。
第6管腳6P，是設定第3管腳3P的充電電流的設定電阻連接端子。該第6管腳6P，與設定用電阻134連接，在控制器IC200的內部電路的控制下，該電阻134與設定電阻133並聯連接或分離。該第6管腳6P的電位SRT，要麼成為接地地位GND，要麼成為第4管腳4P的地位RT。第7管腳7P，是旨在設定時間鎖定的設定電容連接端子。該第7管腳7P，與旨在決定內部保護動作用的動作時限的電容器135連接，產生與電容器135的電荷對應的電位SCP。
第9管腳9P，是第1誤差放大器用輸入端子。該第9管腳9P，通過電阻140，被輸入與流入冷陰極螢光燈FL的電流對應的電流檢測信號(以下稱作「檢測電流」)IS。該檢測電流IS，被輸入第1誤差放大器。第8管腳8P，是第1誤差放大器用輸出端子。在該第8管腳8P和第9管腳9P之間，連接電容器136。第8管腳8P的電位成為反饋電壓FB，成為為了進行PWM控制的控制電壓。下面，只要不特別指出，各電壓均以接地電位為基準。
第10管腳10P，是第2誤差放大器用輸入端子。該第10管腳10P，通過電阻139，被輸入與外加給冷陰極螢光燈FL的電壓對應的電壓檢測信號(以下稱作「檢測電壓」)VS。而且，該檢測電壓VS，被輸入第2誤差放大器。第10管腳10P，被連接在電容器137和第8管腳8P之間。
第11管腳11P，是起動及起動時間設置端子。該第11管腳11P上，通過電阻143和電容器142使起動信號ST被延遲，被外加噪聲受到抑制的信號STB。第12管腳12P，是與設定緩慢起動時間的電容器連接的電容連接端子。該第12管腳12P，被在電容器141和接地之間連接，產生起動時緩緩上升的緩慢起動用電壓SS。
第13管腳13P，是同步用端子，在與其它控制器IC一起工作時，與其連接。第14管腳14P，是內部時鐘脈衝輸出入端子，在與其它控制器IC一起工作時，與其連接。
第15管腳15P，是外置FET驅動電路的接地端子。第16管腳16P，是輸出NMOS102的柵極驅動信號N1的端子。第17管腳17P，是輸出NMOS104的柵極驅動信號N2的端子。第18管腳18P，是輸出NMOS103的柵極驅動信號P2的端子。第19管腳19P，是輸出NMOS101的柵極驅動信號P1的端子。第20管腳20P，是輸入電源電壓VCC的電源端子。
在表示控制器IC200的內部結構的圖2中，OSC模塊201，產生周期取決於與第3管腳3P連接的電容器132和與第4管腳4P連接的電阻133、134的PWM三角波信號CT，供給PWM比較器214。OSC模塊201，還產生內部時鐘脈衝，供給邏輯模塊203。
BOSC模塊202，是突發用三角波信號振蕩電路，產生取決於與第2管腳2P連接的電容器131的突發用三角波信號BCT。突發用三角波信號BCT的頻率，設定得大大低於PWM三角波信號CT的頻率(BCT頻率＜CT頻率)。用比較器221比較供給第1管腳1P的模擬(直流電壓)的佔空信號DUTY和突發用三角波信號BCT。通過「或」電路239，用該比較器211的比較輸出驅動NPN電晶體(以下稱作「NPN」)234。此外，向第1管腳1P供給數字(PWM形式)的佔空信號DUTY時，使第2管腳2P產生由連接電阻BOSC模塊202的突發用所定電壓。
邏輯模塊203，被輸入PWM控制信號等，按照所定的邏輯，生成開關驅動信號。輸出模塊204，按照來自邏輯模塊203的開關驅動信號，生成柵極驅動信號P1、P2、N1、N2，外加給PMOS101、102、NMOS102、104的柵極。
緩慢起動模塊205，被輸入起動信號ST，通過電容器142、電阻器143緩慢上升的電壓STB——向比較器217的輸入，超過其基準電壓Vref6後，就在比較器217的輸出的作用下起動。比較器217的輸出，可以驅動邏輯模塊203。此外，249是反轉電路。另外，在比較器217的輸出的作用下，通過「或」電路243，將觸發器(FF)電路復位。起動模塊205起動後，緩慢起動電壓SS緩緩上升，作為比較輸入輸入給PWM比較器214。所以，在起動時，PWM控制按照緩慢起動電壓SS進行。
此外，在起動時，比較器216在輸入超過基準電壓Vref5的時刻，通過「或」電路247，使NMOS246成為OFF狀態。這樣，切斷電阻器134，變更PWM用三角波信號CT的頻率。另外，在「或」電路247中，也被輸入比較器213的輸出。
第1誤差放大器211，比較與冷陰極螢光燈FL的電流成正比的檢測電流IS和基準電壓Vref2(例如1.25V)，在與其誤差對應的輸出的作用下，控制與恆電流源I1連接的NPN235。該NPN235的集電極與第8管腳8P連接，該連接點(即第8管腳8P)的電位，成為反饋電位FB，作為比較輸入輸入給PWM比較器214。
在PWM比較器214中，比較三角波信號CT和反饋電壓FB或緩慢起動電壓SS二者中較低的那個電壓，產生PWM控制信號，通過「或」電路248，供給邏輯模塊203。在起動終束後的常規狀態中，比較三角波信號CT和反饋電壓FB，自動控制成使設定的電流流入冷陰極螢光燈FL。
此外，由於在第8管腳8P和第9管腳9P之間，連接電容器136，所以可以使反饋電壓FB圓滑地增加或減少。這樣，PWM控制就能夠不受幹擾地圓滑地進行。
第2誤差放大器212，比較與冷陰極螢光燈FL的電流成正比的檢測電壓VS和基準電壓Vref3(例如1.25V)，在與其誤差對應的輸出的作用下，控制雙集電極中的一個與恆電流源I1連接的雙集電極結構的NPN238。該NPN238的集電極也與第8管腳8P連接，所以也可以利用檢測電壓VS，控制反饋電壓FB。這樣，比較器212及NPN238，構成控制反饋信號FB的反饋信號控制電路。
此外，反饋電壓FB超過基準電壓Vref1(例如3V)後，PNP電晶體(以下稱作「PNP」)231成為ON狀態，限制反饋電壓FB的過度上升。
比較器215比較用電阻240、241將電源電壓VCC分壓後的電壓和基準電壓Vref7(例如2.2V)，在電源電壓VCC達到所定值的時刻，將其輸出反轉，通過「或」電路243，使FF電路242復位。
比較器218比較緩慢起動電壓SS和基準電壓Vref8(例如2.2V)，電壓SS增大後，通過「與」電路244及「或」電路239，使NPN234成為ON狀態。NPN234成為ON狀態後，二極體232在電流源I2的作用下，被反向偏置，其結果可以使第1誤差放大器211正常動作。這樣，NPN234、二極體232及電流源I2，構成切換突發控制和脈衝寬度控制的控制方式切換電路。
在雙集電極中的另一個與恆電流源I3連接的NPN238在第2誤差放大器212的作用下成為ON狀態後，比較器219在其集電極電壓低於基準電壓Vref9(例如3.0V)時，反轉比較輸出。比較器220比較反饋電壓FB和基準電壓Vref10(例如3.0V)，反饋電壓FB增高后，反轉比較輸出。比較器219、220的輸出及比較器218的輸出的反轉信號，通過「或」電路245，外加給計時模塊206，計測所定時間後輸出。在該計時模塊206的作用下，FF242被固定，在該FF電路242的Q輸出的作用下，邏輯模塊203的動作停止。
下面，參閱圖3、圖4及圖5，講述採用上述結構的逆變器的動作，尤其是起動時的動作及突發方式時的動作。圖3是從圖1及圖2中抽出與起動時的緩慢起動及突發方式相關部分的說明用的電路圖。圖4、圖5是說明其動作的時間圖。
控制器IC200被供給電源電壓VCC。從由三角波信號振蕩用的OSC模塊201和電容器132、電阻器133構成的三角波信號發生電路，產生頻率取決於電容器132的電容和電阻器133的電阻值的三角波信號CT。該三角波信號CT輸入PWM比較器214的(+)輸入端子。
輸入給PWM比較器214的2個(-)輸入端子中一個的反饋電壓FB，被供給電源電壓VCC，在由恆電流源I1、NPN235、NPN238構成的共同化電路的作用下，成為高值(上限值)。此外，該反饋電壓FB的值，在PNP231和基準電壓Vref1的作用下，被限制為一定值。
可是，被輸入給PWM比較器214的另一個(-)輸入端子的緩慢起動電壓SS，因為不接收起動信號ST，所以是零電壓。由於PWM比較器214，由於對反饋電壓FB和緩慢起動電壓SS中較低的輸入信號優先，所以PWM控制信號還不能被PWM比較器214輸出。
起動信號ST從外部供給緩慢起動電路——起動模塊205後，起動模塊205內部的恆電流源被驅動，其恆電流開始流入電容器141。在該恆電流的作用下，電容器141被充電，所以緩慢起動SS以所定的斜率開始直線上升。即開始起動時的緩慢起動。
PWM比較器214輸出比較緩慢上升的緩慢起動電壓SS和三角波信號CT，由PWM比較器214輸出輸出與緩慢起動電壓SS的值對應的PWM控制信號。該PWM控制信號，通過邏輯模塊203、輸出模塊204供給MOSFET101～104，進行逆變器動作。
逆變器的負載——冷陰極螢光燈FL，在外加電壓未達到所定值前不亮，所以在緩慢起動的最初階段，輸出電壓Vo隨著緩慢起動電壓SS的上升而上升。這樣，就不會象現有技術那樣，隨著處於上限值的反饋電壓FB，使過大的輸出電壓Vo(例如2000～2500V)外加給冷陰極螢光燈FL。另外，也不會伴隨外加過大的輸出電壓Vo而產生衝擊電流，所以能夠大大降低對冷陰極螢光燈FL及逆變器的主電路部件(MOSFET101～104、變壓器TR、電池BAT等)造成的的損傷及應力。
輸出電流Io被檢測，其檢測電流IS被輸入第1誤差放大器211。用該第1誤差放大器211比較檢測電流IS與基準電壓Vref2，用其比較輸出控制NPN235。另外，輸出電壓Vo被檢測，其檢測電壓VS被輸入第2誤差放大器212。用該第2誤差放大器212比較檢測電壓VS與基準電壓Vref3，用其比較輸出控制NPN238。NPN235或NPN238受到控制後，反饋電壓FB由上限值下降。
輸出電壓Vo上升，達到起動電壓(約1000V)後，輸出電流Io開始流動，冷陰極螢光燈FL發光，輸出電壓Vo同時降低到動作電壓(約600V)。即使在這時，也不會產生過大的衝擊電流。而且，一方面輸出電流Io緩緩上升，另一方面輸出電壓Vo基本維持一定的動作電壓。輸出電壓Vo或輸出電流Io上升，NPN235、NPN238受到控制後，反饋電壓FB在通過反饋用的電容器136、137的反饋作用下，從上限值起緩緩下降。
在緩緩起動電壓SS上升的同時，輸出電流Io增加，反饋電壓FB下降。在反饋電壓FB和緩緩起動電壓SS相等的時刻，在PWM比較器214中的與三角波信號CT進行比較的對象，由迄今為止的緩慢起動SS變成反饋電壓FB。這樣，緩慢起動即告結束。由於冷陰極螢光燈FL是從停止狀態起動的，所以該緩慢起動所需的時間，比較長。
輸出電流Io被恆流控制成由基準電壓Vref2決定的所定值。冷陰極螢光燈FL的明亮度，取決於流入其中的電流，為了維持該電流，而外加基本恆定的電壓。這樣，電壓Vo，在起動時，為了使冷陰極螢光燈FL亮，需要外加很高的電壓；一旦亮起來後，就可以使用較低的動作電壓。因此，在正常狀態下，反饋電壓FB根據輸出電流Io決定。
此外，在逆變器停止動作時，為了準備再度起動，在緩慢起動模塊205的內部，設置釋放電容器141積蓄的電荷的放電電路。該放電。例如，可以根據起動信號ST進行。
這樣，在對供給冷陰極螢光燈FL的輸出電壓Vo及輸出電流Io分別進行PWM控制之際，對輸出電壓Vo及輸出電流Io共同進行緩慢起動，從而可以防止出現異常的過電壓及過大的衝擊電流。
此外，也可以不通過NPN235、NPN238等共同化電路，而將第1誤差放大器211、第2誤差放大器212的輸出，直接輸入PWM比較器214。這時，將PWM比較器214的(-)輸入作為3輸入型。在將第1誤差放大器211、第2誤差放大器212的反轉輸入端子(-)及非反轉輸入端子(+)分別正負相反的同時，還分別設置去電容器136、電容器137的反饋通路。而且，只要將三角波信號CT輸入PWM比較器214的(+)輸入，將將第1誤差放大器211、第2誤差放大器212的輸出和緩慢起動信號SS輸入3個(-)輸入即可。
下面，講述突發方式。在向控制器IC供給電源VCC的狀態下，從由突發用三角波信號振蕩用的BOSC模塊202、電容器131構成的突發用三角波信號發生電路，產生頻率取決於電容器131的電容及BOSC模塊202的內部電阻的電阻值的突發用三角波信號BST。突發方式控制，通過變更佔空信號DUTY的電平的方式進行。就是說，可以通過是否使變更佔空信號DUTY和突發用三角波信號BST交叉調整？以及調整交叉的時間來進行。
由圖4可知在佔空信號DUTY超過突發用三角波信號BST的導通佔空期間(ON DUTY)，進行PWM控制。另一方面，在佔空信號DUTY低於突發用三角波信號BST的斷開佔空期間(OFF DUTY)，停止PWM控制，停止對冷陰極螢光燈FL的電力供給。
PWM用三角波信號CT的頻率，例如是120KHz。由於將該PWM用三角波信號CT用頻率例如是150KHz的三角波信號BCT突發控制，所以在視覺上沒什麼問題。而且，通過控制佔空信號DUTY的大小，可以通過PWM控制，超過能夠向冷陰極螢光燈FL的供給範圍，進而在更廣的範圍內供給電力，即進行光量控制。
現在，參閱圖4、圖5，更具體地講述電路動作。在斷開佔空期間，比較器221的輸出——間歇動作信號(突發信號)BRT為低(L)電平，NPN234成為OFF狀態。
這樣，二極體232在恆電流源I2的作用下，被正向偏置。反饋電路的電容器136，通過二極體233，被恆電流源I2充電。這樣，檢測電流IS成為較高的值，第1誤差放大器211的誤差輸出為高電平，NPN235成為ON狀態，所以反饋電壓FB基本上是零電壓。
PWM比較器214，比較2個負(-)輸入中的電壓較低者的輸入信號和(+)輸入的三角波信號CT。這樣，在斷開佔空期間，如圖4的左端側所示，不能輸出PWM控制信號。
在時刻t1，在從斷開佔空期間嚮導通佔空期間轉變時，突發信號BRT由低電平變成高電平，NPN232成為ON狀態。這樣，二極體232在恆電流源I2的作用下正向偏置的狀態被解除。
被充到電容器136上的電荷，經過恆電流源I1、電容器136、電阻器140、電阻器115的路線放電。伴隨著該電容器136的電荷的放電，檢測電流IS緩慢下降，而反饋電壓FB則同樣緩慢地上升。而且，檢測電流IS達到設定的所定值的狀態，進行正常的PWM控制。
這樣，在從斷開佔空期間嚮導通佔空期間轉變時，反饋電壓FB，從基本上為零電壓的狀態，在由電容器136的放電動作所確定的時間(在圖5中用「α」表示)內緩慢上升。這樣，由於PWM控制信號的脈衝寬度也從狹窄的狀態緩慢擴大，所以輸出電流Io緩慢起動後慢慢增加。因此，輸出電流Io不會伴隨著嚮導通佔空期間轉變而過衝。
在導通佔空期間，突發信號BRT成為高(H)電平，NPN234為ON狀態，二極體234被反向偏置，成為OFF狀態。這時，第1誤差放大器211產生與輸入的檢測電流IS對應的輸出，控制NPN235的導通度。這樣，PWM控制信號由PWM比較器214供給邏輯模塊203，柵極驅動信號P1～N2被輸出，PMOS101、103、NMOS102、104受到PWM控制。此外，圖4的TOFF是為了防止穿透電流而設定的同時OFF期間。
在時刻t2，在從導通佔空期間向斷開佔空期間轉變時，突發信號BRT由高電平變成低電平，NPN232成為OFF狀態。這樣，二極體232在恆電流源I2的作用下被正向偏置。
電容器136，經過恆電流源I2、電容器136、NPN235的路線被充電。伴隨著電荷向該電容器136的充電，檢測電流IS緩慢上升，而反饋電壓FB則同樣緩慢地下降(在圖5中用「β」表示)。檢測電流IS成為上限值(恆電流源I2的電源電壓；3V)，反饋電壓FB幾乎成為零電壓。這時，停止PWM控制。
這樣，在從導通佔空期間向斷開佔空期間轉變時，反饋電壓FB，在由電容器136的充電動作所確定的時間內從基本上為PWM控制時的值緩慢下降。即緩慢停止。這樣，PWM控制信號的脈衝寬度也從通常的控制狀態緩慢變窄。因此，輸出電流Io伴隨著向斷開佔空期間轉變而緩慢減少。
在突發方式中，和起動時不同，由於冷陰極螢光燈FL已經處於發光狀態，所以緩慢起動及緩慢停止花費的時間，比起動時的緩慢起動所需的時間短。
假如在突發方式的緩慢起動及緩慢停止中，使用起動時的軟起動用的電路，上升需要的時間α、下降需要的時間β就要變長，難以進行正確的負載控制。反之，假如在起動時的軟起動中，使用突發方式的緩慢起動及緩慢停止的電路，就不能有效地抑制起動時的衝擊電流。
本發明利用在反饋電路中設置的電容器136，進行突發方式中的緩慢起動及緩慢停止，決定其時間。所以，不需要特別設置其它電路單元，利用為了進行PWM控制而設置的電路元件，就能進行適當的緩慢起動及緩慢停止。
綜上所述，本發明涉及的直流——交流變換裝置及其控制器IC，適用於需要從低的直流電壓變成高的交流電壓的、作為液晶顯示裝置的背光源使用的產品。
權利要求
1.一種直流—交流變換裝置，其特徵在於，包括直流電源；具有初級線圈和至少一個次級線圈的變壓器；旨在使電流由所述直流電源交替沿第1方向及第2方向流入所述初級線圈的半導體開關電路；與所述次級線圈連接的負載；檢測流入所述負載的電流，產生電流檢測信號的電流檢測電路；產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生電路；接收所述PWM用三角波信號及所述電流檢測信號，比較根據所述電流檢測信號的誤差信號與所述PWM用三角波信號後產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；以及根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路，按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
2.如權利要求1所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於所述PWM控制信號發生電路，具有輸出根據所述電流檢測信號與電流基準信號之差的電流誤差信號的誤差信號發生電路；和比較所述PWM用三角波信號與所述誤差信號後輸出所述PWM控制信號的PWM信號比較器，所述間歇動作控制電路，具有與所述誤差信號發生電路耦合、在所述間歇動作信號的作用下、被控制成ON或OFF的間歇動作用控制元件，在間歇動作OFF時、使所述間歇動作用控制元件動作、從而使所述誤差信號實質上成為零。
3.如權利要求2所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於所述誤差信號發生電路，根據比較所述電流檢測信號與所述電流基準信號的誤差放大器的誤差輸出，輸出所述誤差信號；所述間歇動作控制電路，將供給所述誤差放大器的所述電流檢測信號設定為所定值，從而使所述誤差信號實質上為零。
4.如權利要求3所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於在所述誤差信號發生電路的輸出端和所述誤差放大器的電流檢測信號輸入端之間，連接反饋電容器；在從間歇動作ON向間歇動作OFF轉變時以及從間歇動作OFF向間歇動作ON轉變時，使所述誤差信號緩慢變化。
5.一種直流—交流變換裝置，其特徵在於，包括直流電源；具有初級線圈和至少一個次級線圈的變壓器；旨在使電流由所述直流電源交替沿第1方向及第2方向流入所述初級線圈的半導體開關電路；與所述次級線圈連接的負載；檢測流入所述負載的電流，產生電流檢測信號的電流檢測電路；檢測外加給所述負載的電壓，產生電壓檢測信號的電壓檢測電路；產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生電路；接收所述PWM用三角波信號、所述電流檢測信號及所述電壓檢測信號，比較根據所述電流檢測信號和所述電壓檢測信號的誤差信號與所述PWM用三角波信號後產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；以及根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路，按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
6.如權利要求5所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於所述PWM控制信號發生電路，具有按照根據所述電流檢測信號與電流基準信號之差的電流誤差信號的大小和根據所述電壓檢測信號與電壓基準信號之差的電壓誤差信號的大小，自動選擇所述電流誤差信號和所述電壓誤差信號中的某一個、作為所述誤差信號輸出的誤差信號發生電路；和比較所述PWM用三角波信號與所述誤差信號，輸出所述PWM控制信號的PWM信號比較器，所述間歇動作控制電路，具有與所述誤差信號發生電路耦合、在所述間歇動作信號的作用下、被控制成ON或OFF的間歇動作用控制元件，在間歇動作OFF時、使所述間歇動作用控制元件動作、從而使所述誤差信號實質上成為零。
7.如權利要求6所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於所述誤差信號發生電路，具有比較所述電流檢測信號與所述電流基準信號後、產生第1誤差輸出的第1誤差放大器；比較所述電壓檢測信號與所述電壓基準信號後、產生第2誤差輸出的第2誤差放大器；受所述第1誤差輸出控制的第1控制元件；以及受所述第2誤差輸出控制的第2控制元件，所述第1控制元件的輸出端與所述第2控制元件的輸出端相互連接，從其相互連接點輸出所述誤差信號，所述間歇動作控制電路，將供給所述第1誤差放大器的所述電流檢測信號或供給所述第2誤差放大器的所述電壓檢測信號中的某個設定為所定值，從而使所述誤差信號實質上為零。
8.如權利要求7所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於在所述相互連接點與所述第1誤差放大器的電流檢測信號輸入端之間連接第1反饋電容器，而且在所述相互連接點與所述第2誤差放大器的電壓檢測信號輸入端之間連接第2反饋電容器；在從間歇動作ON向間歇動作OFF轉變時以及從間歇動作OFF向間歇動作ON轉變時，使所述誤差信號緩慢變化。
9.如權利要求1或5所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於，具有產生間歇動作用三角波信號的間歇動作用三角波信號發生電路；和比較所述間歇動作用三角波信號與佔空信號，按照比較結果輸出所述間歇動作信號的比較器。
10.如權利要求1或5所述的直流—交流變換裝置，其特徵在於所述負載，是冷陰極螢光燈。
11.一種控制器IC，旨在驅動半導體開關電路、控制向負載供給交流電力，其特徵在於，具有將外置的振蕩用電容器和振蕩用電阻連接起來，產生PWM用三角波信號的PWM用三角波信號發生模塊；接收所述PWM用三角波信號、檢測流入所述負載的電流的電流檢測信號及檢測外加給所述負載的電壓的電壓檢測信號，比較根據所述電流檢測信號和所述電壓檢測信號的誤差信號與所述PWM用三角波信號，產生PWM控制信號的PWM控制信號發生電路；以及根據間歇動作信號，在間歇動作OFF時，將所述誤差信號實質上設定為零的間歇動作控制電路，按照所述PWM控制信號，使所述半導體開關電路動作。
12.如權利要求11所述的控制器IC，其特徵在於，具有連接外置的振蕩用電容器，產生間歇動作用三角波信號的間歇動作用三角波信號發生模塊；和比較所述間歇動作用三角波信號與佔空信號，按照該比較結果輸出所述間歇動作用三角波信號的比較器。
13.如權利要求11所述的控制器IC，其特徵在於所述PWM控制信號發生電路，具有按照根據所述電流檢測信號與電流基準信號之差的電流誤差信號的大小和根據所述電壓檢測信號與電壓基準信號之差的電壓誤差信號的大小、自動選擇所述電流誤差信號和所述電壓誤差信號中的某一個、作為所述誤差信號輸出的誤差信號發生電路；和比較所述PWM用三角波信號與所述誤差信號，輸出所述PWM控制信號的PWM信號比較器，所述間歇動作控制電路，具有與所述誤差信號發生電路耦合、在所述間歇動作信號的作用下、被控制成ON或OFF的間歇動作用控制元件，在間歇動作OFF時、使所述間歇動作用控制元件動作、從而使所述誤差信號實質上成為零。
14.如權利要求13所述的控制器IC，其特徵在於所述誤差信號發生電路，具有比較所述電流檢測信號與所述電流基準信號後、產生第1誤差輸出的第1誤差放大器；比較所述電壓檢測信號與所述電壓基準信號後、產生第2誤差輸出的第2誤差放大器；受所述第1誤差輸出控制的第1控制元件；以及受所述第2誤差輸出控制的第2控制元件，所述第1控制元件的輸出端與所述第2控制元件的輸出端相互連接，從其相互連接點輸出所述誤差信號，所述間歇動作控制電路，將供給所述第1誤差放大器的所述電流檢測信號或供給所述第2誤差放大器的所述電壓檢測信號中的某個設定為所定值，從而使所述誤差信號實質上為零。
15.如權利要求14所述的控制器IC，其特徵在於在所述相互連接點與所述第1誤差放大器的電流檢測信號輸入端之間連接第1反饋電容器，而且在所述相互連接點與所述第2誤差放大器的電壓檢測信號輸入端之間連接第2反饋電容器；在從間歇動作ON向間歇動作OFF轉變時以及從間歇動作OFF向間歇動作ON轉變時，使所述誤差信號緩慢變化。
16.如權利要求15所述的控制器IC，其特徵在於所述第1反饋電容器及所述第2反饋電容器，是外置型；所述的控制器IC具有與所述第1、第2反饋電容器的一端連接的反饋端子；分別與所述第1、第2反饋電容器的另一端連接的、輸入所述電流檢測信號的所述第1誤差放大器用輸入端子及輸入所述電壓檢測信號的所述第2誤差放大器用輸入端子。
全文摘要
本發明涉及直流—交流變換裝置及其控制器集成電路，在次級線圈與負載連接的變壓器的初級線圈中，設置半導體開關電路，對該半導體開關電路的各開關進行利用PWM的恆電流控制。而且，一併使用由間歇動作進行的控制，在將能向負載供給的交流電力的範圍向下限方向擴大的同時，還進行深入細緻的控制。間歇動作的控制，在間歇動作OFF期間，使PWM控制的誤差信號為零。另外，在間歇動作OFF時及ON時，使反饋電路的電容器電荷釋放，從而使PWM控制的誤差信號緩慢減少或增加。這樣，在間歇動作OFF時及ON時，都能對緩慢起動、緩慢停止進行利用PWM的恆電流控制。
文檔編號H05B41/392GK1663103SQ0381409
公開日2005年8月31日 申請日期2003年8月29日 優先權日2002年11月15日
發明者福本憲一 申請人:羅姆股份有限公司