基於無刷電機的多路電動舵機控制系統的製作方法
2024-02-11 21:52:15
本發明涉及電機控制領域，具體涉及一種基於無刷電機的多路電動舵機控制系統。
背景技術：
在使用四路電舵機的場合，由於電舵機基於無刷電機控制，而無刷電機是用霍爾傳感器代替老式電刷對轉子換向控制，這就需要控制器接收無刷電機的霍爾傳感器反饋的電機轉子位置信號；在如圖1所示的傳統技術中，通常採用一個dsp晶片作為控制晶片，但是傳統的dsp晶片的cap單元只有兩組六路採集，鑑於資源限制，只能採用dsp的四組12路i/0埠以1ms的定時終端速率進行信號採集，佔用了dsp大量的資源，即便如此，由於霍爾信號的讀取速率是1ms每次，採用上述方案也會使得電機在轉速超過2000rpm/min時，霍爾信號採集失步，從而導致電機轉向失敗，舵機運行失控；因此，單獨採用dsp晶片對四路電舵機進行控制，需要嚴格限制舵機的轉速在2000rpm/min以下，而實際上無刷直流電機若採用高速軸承，理論轉速可高達每分鐘幾十萬轉，因此，針對需要同時控制多路電機的場合，僅採用dsp進行控制無法達到控制要求。
技術實現要素：
本發明的發明目的在於：針對現有四路電舵機控制場合，採用一個dsp晶片作為控制晶片時，由於dsp性能限制導致受控電機轉速超過2000rpm/min時會出現採集失步，電機轉向失敗，導致電機轉速受限的問題，提供一種電機轉速不受控制器性能限制的多路電機控制系統。
為實現上述目的，本發明提供如下技術方案：
一種基於無刷電機的多路電動舵機控制系統，包括四臺受控電機，每臺受控電機中設置有三個霍爾傳感器；
包括，
dsp晶片，dsp晶片的受控信號輸入端與上位機連接，用於接收控制信號；同時，dsp晶片的信號輸入端與各個受控電機中的電位器連接，用於實時接收受控電機中電位器信號；所述dsp晶片還包括四路pwm波輸出端和四路方向控制信號輸出端；所述pwm波輸出端、方向控制信號輸出端均與cpld控制晶片的控制信號輸入端連接；
cpld控制晶片，其還包括十二個信號輸入端，該十二個信號輸入端分別與四臺受控電機中的十二個霍爾傳感器連接；cpld控制晶片還包括二十四個信號輸出端，所述二十四個信號輸出端分為四組，每組信號輸出端輸出6個pwm信號至驅動電路，用於控制一臺受控電機。
進一步的，包括同時與dsp晶片、cpld控制晶片以及驅動電路連接的二次電源電路，所述二次電源電路用於為dsp晶片、cpld控制晶片以及驅動電路提供合適的電壓。
進一步的，每臺受控電機的驅動電路包括，三個驅動晶片以及一個三相全橋電路；
所述三相全橋電路的三個輸出端分別與該受控三相電機的三個線圈連接；
三個驅動晶片分別為第一驅動晶片、第二驅動晶片、第三驅動晶片，每個驅動晶片均與cpld控制晶片的兩路pwm控制波輸出端連接，用於分別控制三相全橋電路中一個橋臂上的上下兩個功率管。
進一步的，所述dsp晶片包括依次連接的ad轉換模塊、濾波模塊，pid計算模塊以及pwm波生成模塊；
其中，所述ad轉換模塊與dsp晶片的信號輸入端連接，用於將受控電機中的電位器信號轉換為數位訊號後傳遞至濾波模塊進行fir濾波，pid計算模塊同時接收濾波模塊傳遞的位置信號和上位傳遞的控制信號，並根據兩者進行積分分離pid計算；所述pwm波生成模塊根據pid計算模塊的計算結果生成pwm波並輸出；
所述pid計算模塊同時根據計算結果生成換向控制信號並輸出至cpld晶片。
進一步的，所述cpld控制晶片與驅動電路之間設置有光耦。
進一步的，所述dsp晶片和所述cpld控制晶片之間設置光耦。
優選的，cpld控制晶片採用epm570t100i5n。
優選的，所述驅動晶片為半橋驅動器ir2108s。
優選的，所述功率管為irf540ns。
與現有技術相比，本發明的有益效果是：本發明提供的基於無刷電機的多路電動舵機控制系統通過在dsp晶片和驅動電路之間增加一cpld控制晶片，讓該cpld控制晶片承擔接收電機霍爾信號，並產生控制各個轉子驅動電路的pwm波信號的智能，有效解決了現有四路電舵機控制場合，採用一個dsp晶片作為控制晶片時，由於dsp性能限制導致受控電機轉速超過2000rpm/min時會出現採集失步，電機轉向失敗，導致電機轉速受限的問題。
附圖說明
圖1為現有技術中多路電機控制系統結構框圖。
圖2為本發明中提供的基於cpld的多路電機控制系統結構框圖。
圖3為本發明中dsp晶片結構原理圖。
圖4為本發明中dsp晶片處理程序任務框圖。
圖5為本發明中dsp晶片主程序流程圖。
圖6為本發明中dsp晶片a/d中斷子程序流程圖。
圖7為本發明中cpld與驅動晶片、全橋電路連接示意圖。
圖8a至圖8f為轉子一個旋轉周期內霍爾電平及合成磁場的變化。
圖9為本發明中無刷電機換相程序流程圖。
圖10為本發明實施例中繞組逆時針旋轉時各信號的波形示例圖。
圖11為本發明實施例中繞組順時針旋轉時各信號的波形示例圖。
圖12為本發明中積分分離pid算法控制流程圖。
圖13為本發明中fir濾波流程圖。
具體實施方式
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
實施例1：如圖2所示，本實施例提供一種基於無刷電機的多路電動舵機控制系統，包括四臺受控電機，每臺受控電機中設置有三個霍爾傳感器；還包括，
dsp晶片，dsp晶片的受控信號輸入端與上位機連接，用於接收控制信號；同時，dsp晶片的信號輸入端與各個受控電機中的電位器連接，用於實時接收受控電機中電位器信號；所述dsp晶片還包括四路pwm波輸出端和四路方向控制信號輸出端；所述pwm波輸出端、方向控制信號輸出端均與cpld控制晶片的控制信號輸入端連接。
具體的，如圖3、圖4、圖5、圖6所示，所述dsp晶片包括依次連接的ad轉換模塊、濾波模塊，pid計算模塊以及pwm波生成模塊；其中，所述ad轉換模塊與dsp晶片的信號輸入端連接，用於將受控電機中的電位器信號轉換為數位訊號後傳遞至濾波模塊進行fir濾波，pid計算模塊同時接收濾波模塊傳遞的位置信號和上位傳遞的控制信號，並根據兩者進行積分分離pid計算；所述pwm波生成模塊根據pid計算模塊的計算結果生成pwm波並輸出；所述pid計算模塊同時根據計算結果生成換向控制信號並輸出至cpld晶片。
詳細的，如圖5所示，a/d轉換模塊在完成一次舵偏角度信號採集後會產生一個外部中斷信號，dsp晶片捕獲到該外部中斷信號後進入中斷子程序讀取a/d採集值，並在完成採集後反饋給採集晶片指令信號開始新的採集。
與此同時，在中斷程序中，濾波模塊將採集到的舵偏角度值進行fir濾波，這是由於，在整個電動舵機控制系統中，由於反饋電位計品質問題或電路幹擾使反饋信號出現較大毛刺時系統將會出現較大擾動，因此，本實施例中，利用fir濾波方法，對a/d採集的反饋信號進行fir濾波，採用濾波後的值參與控制運算，可以使整個舵機系統的控制性能得到較大提升；具體的，fir濾波的流程如圖13所示，fir濾波時，取特殊的16位對稱數組h，然後將採集到的16個當前數據(舊數據)放入數組k，k向前移位，去掉最早的數據；將新採集的一個數據放入數組k的最後一位，h與k求卷積並累加求和s；s右移16位得到最終數據。
pid計算模塊接收到濾波後的信號後，將該舵偏角度與自上位機發送來的控制指令角度比較產生誤差量e，通過pid控制算法計算pwm輸出佔空比，pid計算模塊負責該pid控制算法的計算，一些實施例中，pid計算採用如下公式進行計算：
其中e(k)、和c(k)分別為其輸入變量誤差、誤差和與誤差變化率，kp、ki及kd分別為比例增益係數、積分增益係數和微分增益係數；在這三個係數中，kp的控制效果是減小響應曲線的上升時間及靜態誤差；ki的控制效果是消除靜態誤差，但會延長過渡過程時間，增大超調量；kd可以增強系統的穩定性，降低超調量。從舵機控制要求的快速性和跟隨精度來說，增大kp和ki有利於減小系統靜態誤差，但是會降低系統的穩定性；積分係數ki可以有效消除靜態誤差，使系統的控制精度得到提高，但是過大的積分係數會延遲整個系統的控制周期，增大系統的超調量，從而影響控制品質；基於上述考慮，在另外一實施例中，我們採用如圖12所示的積分分離pid控制算法，該算法中，首先計算本次和上一次舵偏角度之差et，繼而判斷該舵偏角度之差et是否小於一預設閾值，如果是，則對積分變量進行積分運算，如果否則直接令積分變量為零；然後將積分變量帶入pid公式進行計算得出結果；在這種算法的原理是在系統控制開始時分離積分環節，使系統只在pd調節下快速達到控制量要求附近，在與控制量附近誤差滿足一個較小範圍內，加入積分環節，使系統殘差得到消除，超調量減少。這樣使控制系統既滿足控制精度的準確性，又提高控制速度，大大提高了控制品質。
系統還包括，cpld控制晶片，具體的，cpld控制晶片還包括十二個信號輸入端，該十二個信號輸入端分別與四臺受控電機中的十二個霍爾傳感器連接；cpld控制晶片還包括二十四個信號輸出端，所述二十四個信號輸出端分為四組，每組信號輸出端輸出6個pwm信號至驅動電路，用於控制一臺受控電機。
每臺受控電機的驅動電路包括，三個驅動晶片以及一個三相全橋電路；其中，三個驅動晶片分別為第一驅動晶片、第二驅動晶片、第三驅動晶片，每個驅動晶片均與cpld控制晶片的兩路pwm控制波輸出端連接，用於分別控制三相全橋電路中一個橋臂上的上下兩個功率管；所述三相全橋電路的三個輸出端分別與該受控三相電機的三個線圈連接；
應注意的是，為將功率迴路與小信號控制迴路隔開，cpld控制晶片輸出的pwm信號進入驅動晶片之前，cpld控制晶片自第一控制信號輸入端、第二控制信號輸入端接收pwm控制信號以及方向控制信號dir之前，cpld控制晶片接收霍爾信號之前均需要進行隔離，隔離電路中分別採用tlp2116晶片和tlp117晶片來實現。
本實施例中，cpld控制晶片選用altera公司maxⅱ系列的epm570t100i5n，該器件工作溫度範圍為-40℃～+100℃，封裝方式為tqfp-100，內部有570個邏輯單元，等效宏單元數為440個，供電電壓為2.5v或3.3v；驅動晶片選用ir公司的半橋驅動晶片ir2108s，該晶片是一款高電壓、高速功率mosfet和igbt驅動晶片，供電電壓為10v～20v，輸入電壓可以是3.3v、5v或15v，施加在mosfet漏極(d)的電壓最高可達600v；功率管為irf540ns，rds(on)＝0.04ω,vgs＝10v。
在本實施例中，在三相無刷直流電機中三個霍爾傳感器h1、h2、h3分別間隔120度均勻設置在電機繞組下方，與ax、by、cz三個繞組初始位置對應，霍爾傳感器的輸出信號為數位訊號，當外界磁場方向為正時，輸出為正，且磁場的極性每變換一次，輸出信號就發生一次跳變。為使說明簡便，轉子的極對數選為1。假定轉子的初始位置位於0°，此時h1位於轉子的極間中心線上，它的輸出電平會在此位置發生跳變：若轉子的n極向它靠近，則輸出電平由0跳到1，反之，輸出電平從1跳到0，而h2＝0，h3＝1。
若給繞組ax和by通電，且電流流向為a→x→y→b，利用右手定則確定通電繞組各自形成的磁場方向如圖所示，則合成磁場的方向與轉子磁場的方向有夾角，產生旋轉力矩，推動轉子按逆時針方向旋轉。令轉子轉過的角度為θ，當0°≤θ＜60°時，三個霍爾傳感器的輸出電平為h1＝1，h2＝0，h3＝1。
若保持該通電狀態不變，轉子最終會停在繞組合成磁場所在的直線上。要使轉子連續旋轉，繞組的通電狀態必須隨轉子位置的改變而改變。在轉子的一個旋轉周期內，三個霍爾傳感器的電平共跳變六次，即每隔60°就有一個霍爾傳感器的電平發生跳變，繞組的通電狀態隨之發生改變，合成磁場與轉子磁場產生的旋轉力矩推動轉子不停旋轉；由此，電機的受控運行是一個「繞組通電狀態改變」→「繞組合成磁場方向改變」→「轉子轉動」→「霍爾傳感器輸出電平改變」→「繞組通電狀態改變」的閉環控制過程。
詳細的，在一個旋轉周期內，三個霍爾傳感器輸出電平的跳變過程如圖8a至圖8f所示：
轉子逆時針由圖8a轉到圖8b位置之前，定子的合成磁場始終保持不變，直至轉子轉動至圖8b位置，定子合成磁場才同時變到圖8b位置。可見，定子合成磁場是一種步進式的旋轉磁場，每次步進角為60°。同時，功率管在轉子每轉過60°電角度時完成一次換流。由此可得出三相無刷直流電機的邏輯狀態如表1和表2所示：
表1三相無刷直流電機邏輯狀態(逆時針旋轉)
表2三相無刷直流電機邏輯狀態(順時針旋轉)
上表中，「+」表示繞組電流方向為a→x，b→y或c→z；「-」表示繞組電流方向為x→a，y→b或z→c；「0」表示繞組不通電。逆時針旋轉時，繞組通電順序為：ab→ac→bc→ba→ca→cb→ab；順時針旋轉時，繞組通電順序為：bc→ac→ab→cb→ca→ba→bc。
而本實施例提供的控制電路控制受控電機逆時針旋轉和順時針旋轉時，三個霍爾傳感器h1、h2、h3的霍爾信號、六個功率管q1、q2、q3、q4、q5、q6的導通順序、功率管的控制信號p6～p1以及cpld輸出的pwm6～pwm1的邏輯關係如下表：
表3電機旋轉時各信號的邏輯關係
當同時關斷某一橋臂兩個功率管時，由cpld輸出的該組兩個pwm信號電平值要不相同，例如，若同時關斷q5和q6，即p6p5＝00，則pwm6pwm5＝01或pwm6pwm5＝10，這是由驅動晶片ir2108s的輸入輸出關係決定的，上表中採用pwm信號值為10的方式。此外，當dsp給出的pwm＝0時，繞組不通電，關斷全橋的方式有多種，為使pwm信號電平由1跳變到0時只改變一個功率管的開關狀態，將pwm＝1時橋臂上導通的上管(q1,q3或q5)關閉，即對應的pwm信號的值由11變為01。
具體的，圖9給出了本發明中無刷電機換相程序流程圖。當cpld時鐘信號的上升沿到來時判斷dir的值，若dir＝01表示電機逆時針旋轉；dir＝10表示電機順時針旋轉；dir＝00或11時是無效信號，此時功率管保持關斷狀態，此時pwm6～pwm1＝111111。隨後判斷由dsp輸入的pwm信號，若pwm＝1，cpld根據h1、h2、h3的值輸出功率管的開關控制信號pwm6～pwm1；pwm＝0，功率管關斷，繞組不通電。另外，若霍爾信號h3h2h1＝000或h3h2h1＝111時為無效值，同樣關斷功率管。
圖10、圖11展示了應用上述電路對電機進行控制時電機繞組逆時針旋轉和順時針旋轉時各信號的波形示例圖，圖中，hall和pwm1分別對應前文提到的h3、h2、h1和pwm6～pwm1，且時鐘信號clkin、hall以及pwmin的周期是仿真時任意指定的。圖中截取了pwmin＝1和pwmin＝0兩種情況下pwm1的波形。
應注意的是，本系統理所當然的還包括同時與dsp晶片、cpld控制晶片以及驅動電路連接的二次電源電路，所述二次電源電路用於為dsp晶片、cpld控制晶片以及驅動電路提供合適的電壓。