採用聯合檢測與串行幹擾消除的自適應組合進行多用戶檢測的製作方法
2023-06-07 07:12:41
專利名稱：採用聯合檢測與串行幹擾消除的自適應組合進行多用戶檢測的製作方法
本申請是申請號為01809452.X，申請日為2001年2月21日，發明名稱為『採用聯合檢測與串行幹擾消除的自適應組合進行多用戶檢測』的中國專利申請的分案申請。
背景技術：
本發明主要涉及無線通信系統。具體說來，本發明涉及一個無線通信系統中多用戶信號的聯合檢測。
圖1為無線通信系統10的圖解。該通信系統10擁有與用戶設備(UE)141至143進行通信的基站121至125。每一個基站121均擁有一個相應的工作區，在該工作區內，基站與區內的用戶設備141至143進行通信。
在某些通信系統中，例如碼分多址(CDMA)及使用碼分多址的時分雙工系統(TDD/CDMA)中，多路通信使用同一頻譜發送，各通信之間一般通過其信號片代碼序列加以區別。為更有效地利用頻譜，TDD/CDMA通信系統採用劃分為若干時隙的重複幀進行通信。根據通信的不同帶寬，該類系統中發送的通信均擁有一個或多個相關的信號片代碼與時隙。
由於該類系統可以使用同一頻譜同時發送多路通信，因此該系統中的接收機必須對各路通信加以區分。一種檢測該類信號的方法是匹配濾波。匹配濾波可檢測使用一個單一代碼發送的通信，而將其它通信作為幹擾處理。因此為檢測多個代碼，必須使用相應數量的多個匹配濾波器。另一種方法是串行幹擾消除(Successive InterferenceCancellation SIC)。該方法對一路通信進行檢測，爾後從接收信號中減去該路通信的信號基值，以用於檢測下一路通信。
在某些應用場合中，為改善通信性能，要求能夠同時檢測多路通信。同時檢測多路通信被稱之為聯合檢測。某些聯合檢測器採用Cholesky分解法進行最小均方誤差(MMSE)檢測並使用迫零塊均衡器(ZF-BLE)。這些檢測器複雜度高，需要佔用廣泛的接收機資源。
美國專利NO.5,933,423披露了一種接收機。該接收機將接收到的信號分為若干組，每組包含至少兩個信號，各組中的信號同時受到檢測。在檢測其他組的數據之前，從接收信號中減出第一組檢測信號。
DE19616828 A1披露了一種擁有一個信號分離器的接收機。信號依據接收功率進行編組。對第一組信號進行聯合檢測。檢測的第一組信號從接收信號中減出。依據減出信號對剩餘信號進行檢測。
Tsatsanis和Xu所著論文「CDMA系統中自適應盲幹擾消除」(Adaptive Blind Interference Cancellation in CDMA System)披露了採用最小均方和最小均方誤差工具消除接收機幹擾的方法。
因此，需要尋找替代方法進行多用戶檢測。
發明內容
一種採用碼分多址方式，使用一個時隙的共享頻譜發送多個數據信號的時分雙工通信系統。通過該時隙的共享頻譜可接收到一個組合信號。多個數據信號劃分為多個數據信號組群。該組合信號依據與組群之一之數據信號相關的部分符號響應進行匹配濾波。同一組中各數據信號的數據同時進行檢測。幹擾信號依據該組群的部分檢測數據生成。該幹擾信號被從組合信號中減去。通過處理該減出信號可對其它組的數據進行檢測。
圖1為一個無線通信系統。
圖2為一臺採用聯合檢測方式的簡化發射機與接收機圖3為一個通信脈衝串的圖解。
圖4為一張聯合檢測與串行幹擾消除自適應組合的流程5為一個聯合檢測與串行幹擾消除自適應組合裝置的圖解圖6-12為聯合檢測與串行幹擾消除自適應組合、完全聯合檢測以及RAKE接收機的性能比較圖。
具體實施例方式
圖2為TDD/CDMA通信系統中使用的聯合檢測(JD)與串行幹擾消除(SIC)自適應組合「SIC-JD」的簡化發射機26與接收機28的圖解。在一個典型系統中，發射機26位於每一臺UE141至143中，而用於發送多路通信的多個發射電路26位於每一個基站121至125中。基站121要求各有效通信UE141至143均至少具有一個發射電路26。SIC-JD接收機28可位於基站121中、UE 141至143中，或同時位於兩者中。SIC-JD接收機28接收來自多個發射機26或發射電路26的通信。
每一臺發射機26均通過一條無線電信道30發送數據。發射機26中的數據發生器32所生成的數據通過一條基準信道傳輸至接收機28。根據通信帶寬要求，基準數據被指配給一個或多個代碼和/或時隙。調製與擴展裝置34對基準數據進行擴展，並使用指定時隙或代碼中的訓練序列，將擴展後的基準數據變為時分復用數據。產生的序列被稱之為一個通信脈衝串。該通信脈衝串由調製器36調製至射頻。天線38通過無線電信道30向接收機28的天線40輻射射頻信號。用於此類發射通信的調製型式可以是所屬技術領域的技術人員所熟知的任意一種型式，例如直接移相鍵控(DPSK)或四相移相鍵控(QPSK)。
如圖3所示，一個典型通信脈衝串16具有一個訓練序列20，一個防護期間18與兩個數據脈衝串22、24。訓練序列20對數據脈衝串22、24進行分離，防護期間18對通信脈衝串進行分離，旨在使不同發射機發出的脈衝串在不同的時間到達。兩個數據脈衝串22、24包含通信脈衝串的數據，且在一般情況下具有相同的符號長度。該中部訓練序列(midamble)包含一個訓練序列。
接收機28的天線40接收各種射頻信號。接收到的信號經解調器42解調後生成一個基帶信號。基帶信號由例如信道估算裝置44和SIC-JD裝置46在時隙中並使用指配給對應發射機26的響應通信脈衝串代碼進行處理。信道估算裝置44使用基帶信號中的訓練序列分量提供信道信息，例如信道脈衝響應。然後SIC-JD裝置46利用信道信息將接收到的通信脈衝串的發射數據作為硬符號進行估算。
SIC-JD裝置46利用信道估算裝置44所提供的信道信息以及發射機26使用的已知擴展代碼對接收到的各種通信脈衝串數據進行估計。儘管本文中將SIC-JD裝置46與TDD/CDMA通信系統結合在一起進行說明，但該方法也適用於其它通信系統，例如CDMA。
圖4對在TDD/CDMA通信系統某個特定時隙中進行SIC-JD的一種方法進行了圖解說明。在該特定時隙中，若干通信脈衝串相互疊加，例如K個通信脈衝串。K個脈衝串可以來自K個不同的發射機。然而當某些發射機在該特定時隙中使用多個代碼時，則K個脈衝串可以來自少於K個發射機。
通信脈衝串16中的兩個數據脈衝串22、24均具有預定數量的發射符號，例如Ns。每一個符號均採用預定數目的擴展代碼信號片發射，擴展代碼即為擴展因數(SF)。在典型的TDD通信系統中，每一個基站(121至125)的通信數據中均包含一個相關的加擾代碼，該加擾代碼能夠使各基站之間相互區別。一般情況下，加擾代碼不會影響擴展因數。儘管在下文中對於使用加擾代碼的系統仍舊使用術語「擴展代碼」與「擴展係數」，但對於下列情況，「擴展代碼」將指加擾代碼與擴展代碼的組合。因此，數據脈衝串22、24均有Ns×SF個信號片。在經過一個有W個信號片脈衝響應的信道後，每一個接收到的脈衝串的長度均為SF×Ns+W-1，該數值也可以Nc信號片表示。該K個脈衝串中第Kth脈衝串的代碼以C(k)表示。
各Kth脈衝串由接收機接收並可用下列公式1表示r(k)＝A(k)d(k)，k＝1…K 公式1r(k)為接收到的該Kth脈衝串基值，A(k)為組合信道響應(一個Nc×Ns矩陣)。A(k)矩陣中jth列為d(k)的jth元素的符號響應s(k)的零填充型式。該符號響應s(k)為該脈衝串的估算響應h(k)與擴展代碼C(k)的卷積。d(k)為脈衝串中發送的未知數據符號。各Kth脈衝串的估算響應h(k)的長度為W個信號片，可用下列公式2表示h(k)=(k)h~(k)]]>公式2其中γ(k)表示發送機增益和/或路徑損耗； 表示脈衝串特有的衰落信道響應；而對於類似信道的一個脈衝串組群， 表示組群特有的信道響應。對於上行線路通信，各脈衝串的h(k)、γ(k)以及 互不相同；對於下行線路通信，各脈衝串的 均相同，而γ(k)不同。而如果在下行線路中採用傳輸分集制，則各脈衝串的γ(k)和 均互不相同。
通過無線電信道接收到的所有K脈衝串總向量可用公式3表示r=i=1kr(k)+n]]>公式3其中n表示一個零-平均噪聲向量。
如果將所有數據脈衝串的A(k)合併進矩陣A，各脈衝串的所有未知數據d(k)合併進矩陣d，則公式1即變為了公式4。
r＝Ad+n公式4各Kth脈衝串的接收功率由SIC-JD依據接收機28的先驗知識、來自脈衝串特定訓練序列的脈衝串信道估算或者匹配濾波器組測定。該K脈衝串依據其測定的接收功率大小，按遞減順序排列。
功率等級大體相同(例如處於同一個閾內)的脈衝串編組在一起並安排在G個組中，48。該G個組依據各組的功率大小，按遞減順序排列，例如，順序為從組1開始至G，該組1具有最高的接收功率。圖5為SIC-JD裝置46根據G個組進行SIC-JD的圖解。
對於最高接收功率的組1來說，僅該組中脈衝串符號響應矩陣Ag(1)是確定了的，該矩陣僅包含組1中脈衝串的符號響應。同時組1的接收向量r以xg(1)表示。因此，對於組1，公式4變為公式5。
xg(1)＝Ag(1)dg(1)+n公式5其中dg(1)為組1脈衝串中的數據。公式5體現了符號間幹擾(ISI)與多址幹擾(MAI)的作用。因此，其它組(組2至組G)的作用不予考慮。
接收向量xg(1)經組1的匹配濾波器661濾波後變為組1中脈衝串的符號響應，該過程以公式6，50表示。
yg(1)=Ag(1)Hxg(1)]]>公式6其中yg(1)為匹配濾波結果。
組1的聯合檢測裝置681對組1進行聯合檢測，利用匹配濾波結果yg(1)作出軟判決估算 一種聯合檢測的方法是按照公式7計算最小二乘方、迫零結果。
d^g.soft(1)=(Ag(1)HAg(1))-1yg(1)]]>公式7Ag(1)H為Ag(1)的埃爾米特形式。另外一種方法是根據公式8計算最小均方誤差結果。
d^g.soft(1)=(Ag(1)HAg(1)+2I)-1yg(1)]]>公式8其中I為單位矩陣，σ2為標準差。
這種方法僅對一組脈衝串進行聯合檢測，其優點在於對單個組進行分析的複雜度要低於對所有信號進行分析的複雜度。由於Ag(1)H與Ag(1)均為條狀碼組託普利茲矩陣，因此公式7或8求解過程的複雜度也得到了降低。另外，在運用Cholesky分解時所導致的性能降低也可忽略不計。對多個的脈衝串進行Cholesky分解是相當複雜的，然而當對一個較小的用戶組進行Cholesky分解時，其複雜度可顯著降低。
軟判決-硬判決塊701將軟判決 作為組1的接收數據轉換為硬判決 54。在對其它低功率組進行處理時，組1對低功率組產生的多重進接幹擾由一個組1幹擾生成塊721依據公式9進行估算，56。
r^(1)=Ag(1)d^g.hard(1)]]>公式9其中 為組1賦予r的估算基值。
對於相鄰的組2，在接收向量xg(1)中減掉(例如通過減法器741)組1的估算基值後得到xg(2)，如公式10，58所示。
xg(2)=xg(1)-r^(1)]]>公式10其結果是，可以有效地消除接收信號中由組1產生的多重進接幹擾。下一個最強功率組(即組2)使用xg(2)，並通過組2匹配濾波器662、組2JD塊682、軟判決—硬判決塊702以及組2幹擾生成塊722，60進行類似處理。所生成的組2幹擾 將從組2的幹擾取消信號中減掉(例如通過減法器242)，從而得到xg(2)-r^(2)=xg(3),]]>62。使用該程序，可以逐次對各組進行處理，直至最後的組G。由於組G為最後一組，因此不需要生成幹擾信號。從而組G僅需使用組G匹配濾波器66G、組GJD塊68G以及用於恢復硬字符軟判決—硬判決塊70G，64。
當在UE 141上進行SIC-JD時，未必需要對所有的組進行處理。如果UE 141要接收的所有脈衝串均處在最高接收功率組或較高接收功率組中，則UE 141僅需對包含其脈衝串的組群進行處理。因此，UE 141所需的處理可進一步簡化。UE 141處理的簡化可降低功率消耗，從而延長電池壽命。
由於Nc×K·N維矩陣被G個JD維級Nc×ni·Ns(其中，i＝1至G，ni為ith組中脈衝串數)所取代，SIC-JD的複雜度低於單步JD。JD的複雜度與要聯合檢測的脈衝串數的平方至立方成正比。
該方法的優點在於實現了計算複雜度與性能之間的平衡。若將所有的脈衝串置於一個單一組中，則求解問題可簡化為JD問題。通過將所有的脈衝串強制置於同一組中，或者使用較寬的閾值，即可實現單一編組。另一方面，當組群僅包含一個信號或者僅接收到一個信號時，求解可簡化為SIC-LSE問題。而使用較窄的閾值，或者通過硬限制各組的規模以將各脈衝串強制置於各自組中，即可實現這種條件。通過選擇閾值，可以任意實現性能與計算複雜度之間的平衡。
圖6至12為在各種多路衰落信道條件下，SIC-JD與完全JD以及RAKE類接收機的誤碼率(BER)性能比較的模擬結果。所選參數為3G UTRA TDD CDMA系統參數SF＝61；W＝57。每個TDD脈衝串/時隙的長度為2560信號片或667微秒。這些脈衝串帶有兩個各帶NsQPSK符號的數據欄位、一個訓練序列欄和一個防護期間。每一次模擬的運行範圍為1000個時隙。在任何情況下，脈衝串數K均選定為8。此處假定所有接收機均準確地知道各脈衝串的信道響應，從而可正確地對這些脈衝串進行排序與編組。同時假定信道響應在一個時隙上為非時變響應，而逐次時隙經受非相關信道響應。在本模擬中未使用信道編碼。JD算法聯合檢測所有K脈衝串。RAKE類接收機為一個ith脈衝串代碼用匹配濾波器組(d^(i)=A(i)Hr(i)).]]>最大比例合併器(MRC)級隱含在這些濾波器中，因為它們與整個符號響應相匹配。
性能模擬是在衰落信道條件下使用ITU信道模型定義的多徑程序文件進行的，ITU信道模型包括Indoor A、Pedestrian A、Vehicular A模型，以及3GPP UTRA TDD Working Group 4 Case 1、Case 2與Case 3模型。在Vehicular A和Case 2信道內，在1％-10％BER範圍內與完全JD相比，SIC-JD經歷了一個最高1分貝(dB)的遞降。對於所有其它信道，SIC-JD與完全JD的性能偏差均處於0.5dB範圍內。由於Vehicular ACase 2是所有研究情況中的最差情況，因此只提供其性能曲線圖。在模擬的所有信道中，Vehicular A和Case 2信道具有最大的延遲擴展。Vehicular A為6分支模型，其相對延遲分別為0、310、710、1090、1730和2510納秒，相對平均功率分別為0、-1、-9、-10、-15和-20分貝(dB)。Case 2為3分支模型，其各分支具有相同的平均功率且相對延遲分別為0、976和1200納秒。
圖6與圖7在兩種多路衰落信道條件下將SIC-LSE接收機的誤碼率(BER)及信號片級信噪比(SNR)性能與完全JD及RAKE類接收機進行了比較。組的規模強制性設置為1，以在發送機與接收機內均形成K組。圖中還展示了加成性高斯白噪聲(AWGN)信道中二進位移相鍵控(BPSK)誤碼率(BER)理論值；AWGN信道規定了BER的下界。BER在所有脈衝串範圍內進行平均。圖6表示的是一個不同信道的例子，在該例中假定各脈衝串所通過的衰落信道相互獨立，但是所有信道都具有能夠得出相同平均信噪比(SNR)的相同平均功率。在此種情況下， (i＝1至K)各不相同，而γ(i)(i＝1至K)均相同。此種情況存在於功率控制只補償長期衰落和/或路徑損耗而不補償短期衰落的上行線路中。在每一個時隙中，脈衝串均依據相應的h(i)(i＝1至K)按功率進行布置。圖7表示公共信道情況下的類似曲線圖。此圖中假定所有的脈衝串均通過同一條多徑信道(即 i＝1至K)且均相同，而γ(1)(i＝1至K)不同。在δ(1)的選擇上，使按照功率級別布置脈衝串時，兩個相鄰的脈衝串之間有一個2dB的功率差。例如，此種功率差會存在於基站121針對不同的UE(141-143)脈衝串施加不同傳輸增益的下行線路中。圖6和圖7表明，在1％-10％的誤碼率(BER)範圍內，與JD相比，SIC-LSE經受的遞降不大於1dB。這正是通常人們所關心的非編碼BER(原始BER)範圍。由於不能優化處理ISI，RAKE接收機出現了顯著遞降。由於脈衝串之間功率差增大，SIC-LSE的性能得到了提高，且當功率差為1-2dB(取決於不同的信道)時，其性能即可與完全JD相媲美。
圖8、9、10及11在兩種多路衰落信道條件下將SIC-JD接收機的BER及SNR性能與完全JD及RAKE類接收機進行了比較。8個代碼各在發送機與接收機中被分為4組，每組兩個代碼。在所有脈衝串範圍內求出BER平均值。圖8和圖9展示的是相異信道的例子，在該例中假定各脈衝串組所通過的衰落信道相互獨立，但是所有信道具有能夠得出相同平均SNR的相同平均功率。同一組中的所有脈衝串得到相同的信道響應。在此情況下， (g＝1至G)互不相同，而該組中各脈衝串的信道響應hg(i)(i＝1至ns)相同。其中ns為gth組中脈衝串數。這潛在地代表了上行線路中的多代碼情況，在該情況中，每一個UE 141發送2個代碼。SIC-JD接收機28將與同一個UE 141相關的多個代碼編在同一個組內，從而形成4個組。圖10和圖11展示了公共信道的情形。此圖中假定所有脈衝串組均通過同一條多徑信道，即 (g＝1至ns)均相同，而γg(g＝1至G)不同。選擇γg時，使依據功率級別安排脈衝串組時，兩個相鄰的組之間有一個2dB的功率差。這潛在地代表了下行鏈路中的多代碼情況，在此情況下，基站121為每一個UE141發送2個代碼。圖10和圖11所示趨勢與圖8和圖9中所示觀察到的SIC-LSE的性能趨勢相似。在1％-10％BER範圍內，SIC-LSE的性能與JD相當(即差別不大於1dB)，而該範圍正是人們所關心的非編碼BER的工作範圍。當功率差為1-2dB(取決於不同的信道)時，SIC-LSE的性能即可與完全JD相媲美。如圖所示，其性能隨兩個脈衝串之間功率差的增大而提高。
圖12與圖10相似，不同之處在於圖12中僅有兩個脈衝串組，每個組包含4個脈衝串。如圖12所示，在1％-10％BER範圍內，SIC-JD的性能可與JD相媲美(即差別不大於1dB)。
SIC-JD的複雜度低於完全JD。複雜性的降低源於使用G個JD級維矩陣Nc×ni·Ns(i＝1至G)取代了單步JD的維矩陣Nc×K·Ns。同時，由於在一般情況下JD涉及到矩陣求逆，且求逆的複雜度與脈衝串數的立方成正比，因此多級JD的總體複雜度將遠遠低於單級完全JD。而且，SIC部分的複雜度與脈衝串數隻為線性關係，因此不會明顯削弱SIC-JD在複雜度方面的優勢。例如，G-1級幹擾消除的複雜度可推導如下。由於Ag(i)的串行列塊為第一個列塊的移位型式，並且假定 的元素屬於4個QPSK構象(格局)點之一，因此可以計算出4ni個可能向量，這對於計算乘積 是必需的。該步要求每秒進行4(SF+W-1)Rate106i=1G-1ni]]>百萬次實運算(MROPS)。其中α＝4為執行一次複數乘法運算或乘法與累積(MAC)運算所進行的實運算次數；Rate為每秒進行的SIC-JD次數。由於已計算出上述4ni個向量，xg(i+1)的計算要求每秒進行2Ns(SF+W-1)Rate106i=1G-1ni]]>百萬次實運算。由於只進行複數加法運算，因此執行一次複數運算只需進行兩次實運算，故上述公式採用係數 由此，G-1級幹擾消除的複雜度可由公式11表示。
z=(SF+W-1)(4+Ns2)Rate106i=1G-1ni]]>公式11軟判決至硬判決變換的複雜度可忽略不計。
有幾種已知的方法可實現JD的矩陣求逆。為說明其複雜度，採用了一種非常有效的近似Cholesky因子算法，與正合Cholesky因子算法相比，該算法涉及的性能損失微不足道。該算法可用於求解組群JD。3GPP UTRA TDD系統中的SIC-JD與完全JD的複雜度見表1。表1對各種不同規模組群的複雜度進行了比較。可以看出，當K增大或組規模減小時，SIC-JD在複雜度方面相對於完全JD的優勢也隨之增大。當組規模為1時，SIC-LSE的複雜度與K呈線性關係，且當K＝16時，其複雜度為完全JD的33％。注意UTRA TDD系統中脈衝串的最大數目為16。當採用正合Cholesky分解算法時，SIC-JD在複雜度方面相對於完全JD的優勢將更加顯著。由於正合Cholesky分解算法對K具有更強的依賴性，因此在通過SIC-JD降低JD維數的同時，其複雜度將進一步降低。
表1
如表1所示，當代碼數目與規模大小在逐監測間隔的基礎上變為完全自適應時，SIC-JD的複雜度平均說來將低於完全JD。平均來說，由於分組閾值的不同，到達接收機的所有脈衝串不具有相同的功率，因此組規模將小於到達的脈衝串總數。另外，如果將最大允許組規模硬限制為小於最大可能脈衝串數，還可能降低峰值複雜度。當到達接收機的脈衝串的功率大致相同而且脈衝串數超過最大允許組規模時，這種方法會導致一定程度的性能降低。為此，SIC-JD提供了一種機理，其可實現性能與峰值複雜度或所需峰值處理功率之間的平衡。
權利要求
1.一種使用碼分多址的時分雙工通信系統的用戶設備，其中所述用戶設備用於接收通過一個時隙共享頻譜發送的多個數據信號，其特徵在於該用戶設備包含用於通過該時隙中的共享頻譜接收一個組合信號的裝置；用於估算每一數據信號的接收功率級的裝置；用於選擇性地將多個數據信號分組成所接收的數據信號的功率級處於一特定閾值內的多個分組的裝置，其中該特定閾值是調節成使該用戶設備獲得一個理想的誤碼率；用於單獨檢測每一分組中數據信號的數據的裝置；以及用於依據用戶設備的先驗知識而估算每一數據信號的接收功率級的裝置。
2.根據權利要求1所述的用戶設備，進一步包含用於依據與各數據信號相關的訓練序列的功率級而估算每一數據信號的接收功率級的裝置。
3.根據權利要求1所述的用戶設備，進一步包含用於對每一數據信號的接收功率級進行估算的裝置，其中每一個匹配濾波器均與一個相應數據信號代碼相匹配。
4.根據權利要求1所述的用戶設備，其中該特定閾值的功率級為2分貝。
5.根據權利要求1所述的用戶設備，其中該特定閾值的功率級為1分貝。
6.根據權利要求1所述的用戶設備，其中該誤碼率在1％-10％範圍內。
7.根據權利要求1所述的用戶設備，進一步包含用於將所有數據信號被強制分在一個分組內以超越選擇性分組步驟的裝置。
8.根據權利要求1所述的用戶設備，進一步包含用於將每一數據信號強制分入各自分組中以超越選擇性分組步驟的裝置。
全文摘要
一種採用碼分多址方式，使用時隙中的同一共享頻譜發送多個數據信號的時分雙工通信系統。通過該時隙的共享頻譜還可接收一個組合信號。多個數據信號劃分為多個數據信號組群。依據與組群之一之數據信號相關的部分符號響應，對該組合信號分進行匹配濾波。同一組群中各數據信號的數據同時進行檢測。幹擾信號部分依據該組群的檢測數據而生成。所生成的幹擾信號被從組合信號中減去。通過處理該減出信號檢測其它組群的數據。
文檔編號H04L25/03GK1925345SQ200610135718
公開日2007年3月7日 申請日期2001年2月21日 優先權日2000年3月15日
發明者R·M·米斯拉, J·潘, A·澤拉 申請人:交互數位技術公司