具二半導體開關以操作負載的半橋的製作方法

2024-03-06 17:40:15

本發明涉及用於操作負載、包括切換裝置的半橋，切換裝置包括高端半導體開關以及低端半導體開關，在其每個例子中通過它們的其中一個電流端子串聯地連接至彼此，其中每個半導體開關可通過控制端子被指派至驅動系統，驅動系統根據驅動信號將各自的半導體開關切換為開或關，且其中負載在高端以及低端半導體開關之間可連接；以及負載釋放裝置，被連接至切換裝置以在切換裝置中在切換過程期間收集能量。

背景技術：

功率電子電路常包括使用以把功率供應給負載的半導體開關。在一些例子中，如果高電流流經半導體開關且在此同時高電壓存在橫跨所述組件，在半導體開關中高功率損失可被耗散。這樣的功率損失特別在切換過程期間出現。

為了避免由於耗散的功率損失對於半導體開關壽命的損害及/或不利效果，可限制切換半導體開關的切換頻率。然而，這樣的限制與允許改進負載控制的最高可能切換頻率的需求不一致。

降低切換損失的進一步可能性在於切換時間的降低。然而，在某些情況下，較高的切換時間在電路的emc性能(electromagneticcompatibilityemc)上具有負面效果，且因此較高的切換損失於實務上常被接受。

此外，可使用負載釋放網絡，其確保電壓以及電流的產物在切換過程儘可能地低。

利用範例的方式，已知與電晶體並聯地連接電容器，電容器在在切換為關期間接受負載電流，使得電晶體變得沒有電流且以無功率損失的方式被切換為關。

為了降低切換損失，us5341004a提出了並聯地與第一半導體開關(igbt(絕緣柵雙極電晶體，igbt))、第二半導體開關(同樣為igbt)互連。第二igbt具有比第一igbt高的飽和電壓以及較短的下降時間，且因此當第一igbt被關閉時接受電流，使得電流不再流經第一igbt，並因此建立了功率損失。

為了降低用於半導體開關的緩衝器網絡中的功率損失，de3542751a1提出了串聯連接可飽和抽頭電感器與半導體開關、並提供與其並聯的歐姆電阻器。由此達成的是，在當半導體開關切換為開時流動的向前方向中的階躍電流較低且因此造成較低的損失。

利用所提及的解決方案，雖然在半導體開關中直接降低功率損失是可能的，如果流失了被提供用於降低功率損失的那些能量存儲，相對應的功率損失一般可能在半橋的另外部分發生。因此，例如如果不能以被控制的方式足夠快速地耗散相對應的功率，也可能限制了半導體開關中用於降低功率損失的測量的有效性。

de69312585t2公開了一種同屬的類型的半橋，包括串聯連接的半導體開關以及負載釋放裝置，以在半導體開關中在切換過程期間收集能量。

技術實現要素：

本發明的一個目的是能夠在半橋中更有效率地操作半導體開關。

利用根據權利要求1的半橋以及根據權利要求6包括至少一個這種半橋的電路布置來達成此目的。在從屬權利要求中具體說明了優選的發展。

根據本發明的用於操作負載的半橋包括切換裝置，切換裝置包括高端半導體開關以及低端半導體開關。在每個例子中，半導體開關通過它們的電流端子的其中一個串聯地連接至彼此，其中每個半導體開關可通過其控制端子被指派至驅動系統，驅動系統根據驅動信號將各自的半導體開關切換為開或關，且其中負載可在高端以及低端半導體開關之間連接。

根據本發明，半橋包括連接至切換裝置的負載釋放裝置，以在切換裝置中在切換過程期間收集能量。

根據本發明，半橋包括能量恢復電路，能量恢復電路用於在切換裝置中、在進一步的切換過程期間、在負載釋放裝置的進一步能量收集(特別是電流收集)之前將由負載釋放裝置收集的能量(特別是電流)饋送至能量存儲裝置。

利用能量恢復電路，特別地，有利地將來自負載釋放裝置的能量從半導體開關導離，使得所述能量在半導體開關中可不再被耗散。額外地或替代地，有利地利用能量恢復電路，來自負載釋放裝置的能量可以用被控制的方式所耗散、存儲用於之後的使用、或反饋回供應能量來源中。因此，達成了本發明所基於的目的並提供了更有效率的半橋。

根據本發明，提供了將負載釋放裝置連接至能量存儲裝置的電流信道。能量存儲裝置包括連接至電流信道的第一電容。第一電容可特別由電容器形成。電容被連接至電流通道，特別地使其可從負載釋放裝置連接能量，特別是電流。特別地，如果負載釋放裝置包括電容，能量存儲裝置的第一電容被配置，使其可收集負載釋放裝置的電容的電流。特別地，能量存儲裝置的第一電容被定出規模，使其等於或大於負載釋放裝置的電容，特別是大2倍，優選地大10倍且特別優選地大100倍。

根據本發明，能量存儲裝置包括第二電容，其連接至電流通道並與能量存儲裝置的第一電容並聯地連接。電容特別地是由電容器形成。特別地，電容用於收集並特別地緩衝來自負載釋放裝置的一個、多個或所有能量存儲的存儲能量。優選地，所述第二電容大於第一電容，特別是大10倍，優選地大100倍且特別優選地大1000倍。

根據第一優選的發展，負載釋放裝置包括電容。電容可特別地由電容器形成。電容與切換裝置的高端半導體開關並聯地連接。特別地，橫跨電容降低的電壓實質上與橫跨高端半導體開關降低的電壓相同。特別地，電容防止橫跨高端mosfet(金屬-氧化物-半導體場效應電晶體，mosfet)的高頻率電壓改變。這也特別地適用於所使用的其他半導體開關。特別地，電容連接至低端半導體開關以及負載。因此，其可通過感性負載有利地收集在低端半導體開關的切換為關時仍會通過低端半導體開關的能量。

此外，負載釋放裝置包括電感。電感可特別地由線圈形成。電感可或已經連接至供應電位端子和/或在半導體開關的電流路徑中串聯連接。特別地，電感連接至高端半導體開關的漏極端子。額外地或替代地，電感的另一個端子可連接至能量來源的正供應電位端子。因此，有利地，當高端半導體開關被切換為開時，由於線圈避免了快速的電流上升，可避免在所述半導體開關中的過高電流。

根據進一步優選的發展，能量恢復電路包括用於將來自能量存儲裝置的電能量反饋回能量供應器(特別是電壓供應器)的電壓轉換器，其中能量供應器特別地提供了用於操作半橋的負載的能量。電壓轉換器可特別是dc/dc轉換器。特別地，電壓轉換器可包括將輸入電壓轉換成較低的輸出電壓的buck轉換器。額外地或替代地，電壓轉換器可包括將輸入電壓轉換成較高的開路電壓的升壓轉換器。電壓轉換器可包括特別是用於平滑化和/或穩定輸出電壓的一或多個電路群組。特別地，電壓轉換器用以將能量從負載釋放裝置轉移至中間電路或某些其他的存儲位置中，例如可再充電的電池。

根據進一步優選的發展，能量恢復電路的電流信道包括彼此串聯地互連的第一、第二以及第三二極體。電流信道將負載釋放裝置連接至能量存儲裝置。特別地，連接一或多個、優選地所有的電流通道的二極體，使得沒有電流可通過電流通道至半導體開關，特別是至高端半導體開關，但只可從半導體開關流出，特別是高端半導體開關。這有利地使其可能確保特別地是半橋的所有階段，特別地是高端半導體開關的切換為開和/或切換為關和/或低端半導體開關的切換為開和/或切換為關，沒有不是來自供應能量來源的電流流經半導體開關的其中一個且特別地產生功率損失。

此外，電流信道連接至負載釋放裝置以及切換裝置之間的節點。特別地，電流通道連接至節點，對於所述節點，負載釋放裝置的電感也連接至此和/或高端半導體開關也連接至此。因此，有利地，特別地是在切換過程期間，通過線圈的電流可在其流經高端半導體開關並在那裡被轉換成功率損失之前通過電流信道而分支。額外地或替代地，電流通道可連接至與高端半導體開關並聯連接的電容。因此，電流通道可有利地收集存儲在電容中的能量，且可將所述能量傳至能量存儲裝置。優選地，二極體連接一個或多個、特別是所有節點的下遊，來自在負載釋放裝置和/或能量存儲裝置的電流在節點被導入電流通道中，具體而言特別地使得來自電流通道的電流不能流回至切換裝置中，特別地是高端半導體開關、不能流回至位在相關節點上遊的負載釋放裝置的能量存儲中，和/或不能流回至位在相關節點上遊的能量存儲裝置的能量存儲中。

此外，電流信道包括與能量存儲裝置的第二電容串聯配置的電感。特別地，電感是由線圈形成。優選地，此電感少於負載釋放裝置的電感，特別是少了0.5倍，優選地少了0.25倍，且特別優選地少了0.1倍。特別地，線圈連接至能量供應器，且優選地以二極體保護，使得沒有電流可流動至能量供應器中。電流通道的電感可有利地平滑化能量存儲裝置的第二電容中的電流躍變。此外，如果來自電流通道的電流突然消退，作為排流線圈的線圈可降低存儲在其中的能量而無任何幹擾。線圈然後從能量供應器漏出電流，直到其本身不再存儲能量。優選地，此能量，特別是此電流，也被收集在能量存儲裝置的第二電容中。這有利地防止了電流通道內、特別是被突然的電流降低和/或突然的電流上升所激發的振動。

個別的發展以及實施例以及還有其個別的特徵可彼此有利地結合。

附圖說明

從與附圖相關的下述的描述，作為本發明申請案的進一步的特徵、優勢以及可能性為明顯的，其部分示意如下：

圖1a示出了根據本發明一個實施例的電路。

圖1b示出了根據本發明進一步實施例的電路。

圖2示出了根據本發明一個實施例用於高端mosfet的切換為開過程的電路的電壓以及電流信號。

具體實施方式

目的是利用用於操作負載的半橋來達成，半橋包括切換裝置，切換裝置包括高端半導體開關以及低端半導體開關。

在此例子中，在本發明意義內的半橋可包括特別是2-象限控制器或同步整流器。根據本發明的半橋可被使用作為h橋中、b6電路或相對應類似的電路布置中的組件。特別地，半橋可包括降壓轉換器和/或升壓轉換器。

在本發明意義內的負載是電負載，例如是電動機。特別地，負載包括歐姆電阻和/或電感。這樣的電感可包括特別是電動機的線圈電感。

在本發明意義內的半導體開關可為電晶體或似電晶體組件，特別是雙極結型電晶體(bjt)、絕緣柵雙極電晶體(igbt)、場效應電晶體(fet)或金屬-氧化物-半導體場效應電晶體(mosfet)。額外地或替代地，半導體開關可為二極體、半電阻器(triac)或類似的可切換組件。

半導體開關實質上包括三個端子：一個控制端子以及兩個電流端子。可通過控制端子設定半導體開關的電流傳導率；特別地，半導體開關可通過控制端子被切換為開(on)(也就是說其被切換為導電)以及被切換為關(off)(也就是說被切換為阻斷)。可通過兩個電流端子操作負載電路。通過範例的方式，在mosfet的例子中，控制端子為柵極端子。在mosfet的例子中，電流端子首先為源極端子以及其次為漏極端子。

在每個例子中，多個半導體開關通過它們的電流端子的其中一個串聯地連接至彼此。多個半導體開關可在第一供應電位端子以及第二供應電位端子之間串聯地互連，第一供應電位端子至少間接地連接至高端半導體開關，以及第二供應電位端子至少間接地連接至低端半導體開關。

在本發明意義內的供應電位端子，特別地，是能量來源的端子，特別是電壓來源的端子。或者，供應電位端子也可以是電流來源的端子。能量來源可以特別是中間電路。

每個半導體開關可以通過其控制端子而被指派驅動系統，驅動系統可以根據驅動信號將各自的半導體開關切換為開或關。

在本發明意義內的驅動系統，特別地，是柵極驅動器。驅動系統連接至半導體開關的柵極或相對應於柵極的控制端子。特別地，兩個電晶體由單一驅動系統操作，特別地使得兩個半導體開關不同時被切換為開。特別地，一個半導體開關被切換為關，而另一個半導體開關被切換為開；在此例子中，優選地，第一個半導體開關被切換為關且在之後不久另一個半導體開關被切換為開。

在本發明意義內的驅動信號，特別地，包括實質上恆常低以及高的水平。在此例子中，存在於控制端子的驅動信號的低水平，特別地，導致半導體開關的切換為關。額外地，或替代地，存在於控制端子的高水平導致半導體開關的切換為開。特別地，驅動信號是脈衝寬度調製信號。

負載在高端以及低端半導體開關之間為可連接。特別地，負載在高端半導體開關的源極端子以及低端半導體開關的漏極端子之間為至少間接地連接。

根據本發明的半橋包括連接至切換裝置的負載釋放裝置，以在切換裝置在切換過程期間收集電流。這樣的電流可為，特別地，會流經沒有負載釋放裝置的兩個半導體開關的其中一者的電流。

在本發明意義內的負載釋放裝置，特別地，包括電路網絡，電路網絡包括被動組件。

在本發明意義內的的切換過程，特別地，是半導體開關從切換為開狀態至切換為關狀態的轉換。額外地，或替代地，切換過程也可以包括從切換為關狀態至切換為開狀態的轉換。特別地，切換過程包括在半導體開關被指定為既非切換為開也非切換為關中的階段。特別地，半導體開關的切換為開階段比所述半導體開關的切換為關階段短。

圖1a示出了包括由兩個mosfet電晶體t1、t2構成半橋的電路布置。mosfet通過它們的各自的柵極端子g被驅動，其中驅動系統特別地提供了脈衝寬度調製信號。

mosfett1、t2是兩個為，例如來自製造商美國聖荷西fairchild半導體公司的fcb36n60n型的常關的n通道mosfet。供應電壓vcc提供意欲由mosfet控制的電流。第一mosfet(高端mosfet)t1通過電感l1由其漏極電流端子d連接至供應電壓vcc的供應電位端子。

第二mosfet(低端mosfet)t2串聯地連接至高端mosfett1，使得高端mosfett1的源極電流端子連接至低端mosfett2的漏極電流端子d。第二mosfett2的源極端子由至能量供應器vcc的第二供應電位端子的連接而被連接、且為在接地電位作為參考電位。

電流通道d1、d2、d3、l3在線圈l1以及高端mosfett1之間被分支，通過二極體d1保護所述電流通道，使得電流只從高端mosfett1的漏極端子通過所述通道可以流走。

於二極體d1的下遊，電流信道被分成第一電流分支以及第二電流分支，第一電流分支通過電容器c1通到高端mosfett1的源極端子，第二電流分支通過二極體d2通到與線圈l1一起位在供應電壓來源vcc的正電位的電容器c2。

電流通道是電容器c2，其能量恢復電路的部分。可通過所述電流通道以被控制的方式將存儲在負載釋放裝置l1、c1中的能量從mosfet移除。

通至電感l3的電流分支在二極體d2以及電容器c2之間被引出。所述電感連接至電容器c3，在電容器c3相對側的端子與供應電壓vcc的正電位耦合。與其並聯所在的是包括電阻r1的進一步電流分支，電阻r1通過齊納二極體d5連接至電感l3。

能量存儲c2、c3同樣地是能量恢復電路的部分。利用此種方法，可能以被控制的方式來緩衝存儲來自電流通道的能量。

由包括電感l2以及歐姆電阻r2的dc電動機形成的感性負載在輸入側上被連接至在mosfett1及t2的串聯耦合的電流端子之間的節點，並在輸出側上連接至能量來源vcc的接地電位，也就是連接至低端mosfett2的源極電流端子。

電容器c4與供應電壓並聯，且在輸入側上與電感l1，處於相同的電位，且在輸出側上處於接地電位，所述電容器特別用於平滑化存在於橫跨mosfett1、t2的電壓。電壓vsn橫跨負載而降低，且電壓vl1橫跨電感l1而降低。

下面描述了用於切換為開第一mosfet(高端mosfet)t1的動態過程。取決於本發明另一個實施例中的被動以及主動組件的互連以及配置，所述過程可從本文中所述的實施例相對應詳細地偏離。為了那個目的，在圖2中標繪出相對於時間t＝0ns至t＝280ns的相對應電流以及電壓信號，所述信號重現基本的輪廓。在實際上，信號也可特別地受限於噪音以及幹擾信號。此外，信號可也包括動態過程，特別地具有較短的瞬態恢復時間。

利用脈衝寬度調製控制信號，高端mosfett1的柵極端子g被驅動，使得後者變成會傳導電流。在這之前，低端mosfett2的柵極端子g由柵極驅動器驅動，使其在此例子中以零信號關閉。在圖2中的下方圖表中標繪出了來自柵極驅動器的電壓信號。很明顯地，低端mosfett2在10ns的時間由於減少至0伏特的柵極電壓vg,t2而切換為關。

此外，很明顯地，第一mosfett1的柵極電壓vg,t1在20ns的時間上升至恆定參考電壓，其造成所述mosfet在其電流端子漏極d以及源極s之間導電，使得所述mosfet被切換為開。

所使用的mosfet的切換為開過程一般比切換為關過程具有較長的持續時期。低端mosfett2的柵極端子的切換為關參考信號比高端mosfett1的柵極端子的切換為開參考信號早10ns實施。由於低端mosfett2的有限切換為關過程以及高端mosfett1的較快切換為開過程，有一段時間兩個mosfet至少部分導電，其可導致高電流，特別是短路電流。線圈l1通過限制在mosfet的電流路徑中的電流上升而有利地防止了mosfet中的高電流。結果，較高的切換頻率是可能的。

在高端mosfett1切換為開之後，通過電感l1以及高端mosfett1至負載l2、r2的電流路徑被打開。因此，在過渡進入最大值呈高峰的飽和之前，通過電感l1的電流首先線性地上升。此可在圖2的上方圖中察覺到。

由於電感l1的慣性，一開始尚未建立通過高端mosfett1的電流。橫跨負載vsn的電壓增加。首先電容器c1通過通道二極體d2放電，電容器已在之前發生的第二低端mosfet的切換為關階段中充電。存儲在電容器c1中的電荷通過電流ic1被轉移至由電容器c2代表的第一緩衝存儲。如圖2中的上方圖中明顯的，電容器c1因此在電容器c2被充電的同時放電。二極體d2的相關通道電流被繪示在圖2中的中間圖中。

如同電容器c1的放電，在橫跨負載l2、r2發生了電壓降vsn，所述電壓降一開始線性上升。首先，通過負載的電流由電感l1所限制。在高端mosfett1中會另外耗散而成為功率損失的能量因此先被存儲在電感中。在時間t(il1,max)：＝110ns達到通過線圈l1的最大電流。這可在圖2中的上方圖中看出。在圖2中的下方圖中，明顯地，在通過線圈l1最大電流t(il1,max)的時間點，由於在此時間點，電容器c1被放電並將二極體d1下遊的電位直接轉發至負載，橫跨負載vsn的電壓確實地相對應於供應電壓vcc。

大約從時間點t＝100ns開始，電流id1通過電流通道的二極體d1開始從電感l1流動。電容器c1的放電過程在120ns的時間點結束，使得來自電感l1的電流il1則也可從mosfett1整流至二極體d1。

來自二極體d1的電流id1然後進一步流動通過二極體d2。電容器c2的充電導致二極體d2以及二極體d3之間電位的增加，其結果是，二極體d3變得導電。因此，電流從電感l1通過二極體d1、d2、d3流至電感l3中。基於圖2中的中間圖中的上升電流信號id3示例出了這點。

由電感l3低通濾波的電流然後流至電容器c3中。此電容器作為特別是由電感l1驅動的電流il1驅動的第二存儲。

在電容器c1已放電之後，其只在如果低端mosfett2轉成關時又充電。電容器c1因此也作為橫跨負載以及橫跨低端mosfett2兩者的電壓躍變的補償器。

通過二極體d1和/或通過二極體d2，通過電流通道從電感l1至電感l3的電流展現了其橫跨負載的電壓降vsn，其超過供應電壓vcc。此電壓升壓是基於在電感l1已被相對應地充電之後存儲在電感l1中的能量。此由圖2中的下方圖中的斜線區域wl所標示。

由於電感l1表現為慣性的，關於由其驅動的電流，雖然由比供應電壓所提供的還高的電壓橫跨負載被降低，基於此升壓的電流既不流動通過導電高端mosfett1也不通過阻斷的低端mosfett2，且因此不在這些組件中建立任何被耗散的功率損失。

此外，功率損失只在一個方向中通過連續通過二極體d1、d2、d3的電流信道被耗散至能量存儲裝置的主要存儲c3中。從由電容器c3建立的此主要存儲，電流可被導離進入電阻網絡r1中，以被控制的方式將其耗散到那裡，而不負載mosfet。在本例子中，鎮流電阻r1以10歐姆定出規模。

在圖1b中示例的替代實施例中，被保持遠離mosfet的功率損失被反饋回能量供應器中。為了此目的所需的能量恢復網絡可特別包括dc/dc轉換器dc/dc，以將可回收的能量轉變成能量供應器的電壓，例如轉變成中間電路的電壓。額外地或替代地，能量恢復網絡也可包括降壓轉換器和/或升壓轉換器。因此，有利地，功率損失的大部分不只被保持遠離mosfet，且所述部分以能量中立的方式被回收。

在接近270ns之後，由於電容器c2(也就是緩衝存儲)完全放電，來自二極體d3的電流突然降低。通過二極體d3的電流現在相對應於電流id1或id2，其現在由高端mosfett1緩慢地接受。在此時間點，電感l1的能量存儲完全地漏出，且橫跨負載的電壓vsn已達到靜止的值。由於電感l3想要維持其電流，通過電感l3的電流然後從二極體d3整流至二極體d4。然後電感l3表現作為「排流電感器」，並通過二極體d4汲取電流，直到存儲在其中的能量被用完。也利用此方式，避免了在至電容器c3的電流路徑中突然的電流改變。

在未示例出的一個實施例中，在d3以及d4之間的電流的整流期間產生的振動可由rc低通濾波器阻尼，rc低通濾波器可特別地與二極體d4並聯配置。

取決於電容器c2的電容，在電感l3以及存儲電容器c3之間的節點處存在了近似恆定的電壓。

在此例子中，具有680pf的值的電容器c1的電容小於為4nf的電容器c2的電容。這個的原因是，電容器c1是用以避免橫跨mosfet的電壓躍變，電容器c2被提供為特別用於源自電容器c1的電荷的緩衝存儲。具有2000nf的值，電容器c3被定出規模為大緩衝存儲，以接收通過電容器c2來自電容器c1的電荷以及由線圈l1存儲的能量兩者，其構成mosfett1中另外耗散的能量的大部分。平滑化的電容器c4的規模定為50μf。

將具有2.7μh的值的線圈l1的電感的規模定的大於線圈l3的電感，其規模定為1μh。此原因是，線圈l3被設計為用於在轉換過程期間在高端mosfett1中作為功率損失的另外累積的能量的能量存儲。負載的電感l2可顯著地較大，且在本例子中接近100μh。

總結而言，功率損失的降低首先通過利用並聯連接的電容器c1來實施，電容器c1特別地防止了在高端mosfett1的電壓躍變並因此最小化了電壓以及電流的產物，原因是在電流路徑中橫跨電晶體的電壓降近似0v。憑藉其「在上面收集」電流改變、並因此導致相對低的電壓改變，即其充電曲線，的事實，電容器c1防止了對於電晶體的快速電壓上升。在此例子中，電容器c1收集電能量，在電晶體上的負載用於它們的切換時間被緩和，且它們很難耗散任何功率損失，此能量反而是位在電容器c1上。

對於下一個切換過程，必須從電容器c1移除能量，使得電容器c1可以上述方式再次操作。緩衝存儲電容器c2、以及通過二極體d2、d3以及線圈l3至主要存儲電容器c3的電流通道用以將所述能量運輸走。

其次，與mosfet串聯連接的電感l1防止突然的電流上升。在此方面，上述電容器的轉換可發生而沒有導致高功率損失以及甚至可能毀損電容器的高電流。此外，在兩個電晶體的基本的切換開之後，由線圈l1防止了非常高的分流電流或短路，而這應實際上被避免。在電晶體切換的時間點時，在線圈已經歷了電流的增加之後，它們的電流必須再次降低至0安培的值、或至電路的輸出電流iout的水平。可通過耗散能量來達成此電流的改變/降低。這能量的耗散通過電流通道來實施，而電流通道通過二極體d1、d2而通到緩衝存儲c2和/或進一步通過二極體d3以及電感l2而通到主要存儲電容器c3。

從主要的存儲電容器c3，例如鎮流電阻網絡中以被控制的方式將被保持遠離電晶體的功率損失可被耗散或通過恢復電路(特別是dc/dc轉換器)而再次饋送至能量供應器中。