一種電動機控制系統的電機驅動器的製作方法

2024-03-25 01:38:05

本發明涉及電動機控制領域，尤其涉及一種可作為電動機控制系統的電機驅動器。

背景技術：

直流電動機以其優良的轉矩特性在運動控制領域得到了廣泛的應用，但普通的直流電動機由於採用電刷式機械換相，可靠性差，需要經常維護；換相時產生電磁幹擾，噪聲大，影響了直流電動機在控制系統中的進一步應用。

為了克服機械換相帶來的缺點，以電子換相取代機械換相的無刷電動機應運而生。之後，國際上對無刷直流電動機進行了深入的研究，先後研製成方波無刷電動機和正弦波直流無刷電動機。20多年以來，隨著永磁新材料、微電子技術、自動控制技術以及電力電子技術特別是大功率開關器件的發展，無刷電動機得到了長足的發展。無刷直流電動機已經不是專指具有電子換相的直流電動機，而是泛指具備有刷直流電動機外部特性的電子換相電動機。無刷直流電動機不僅保持了傳統直流電動機良好的動、靜態調速特性，且結構簡單、運行可靠、易於控制。其應用從最初的軍事工業，向航空航天、醫療、信息、家電以及工業自動化領域迅速發展。

無刷直流電動機一般由電子換相電路、轉子位置檢測電路和電動機本體三部分組成，電子換相電路一般由控制部分和驅動部分組成，而對轉子位置的檢測一般用位置傳感器來完成。工作時，控制器根據位置傳感器測得的電動機轉子位置有序的觸發驅動電路中的各個功率管，進行有序換流，以驅動直流電動 機。

用位置傳感器作為轉子的位置檢測裝置是最直接有效的方法。但是由於位置傳感器的存在，增加了無刷直流電動機的重量和結構尺寸，不利於電動機的小型化；旋轉時傳感器難免有磨損，且不易維護；同時，傳感器的安裝精度和靈敏度直接影響電動機的運行性能；另一方面，由於傳輸線太多，容易引入幹擾信號；由於是硬體採集信號，更降低了系統的可靠性。為適應無刷電動機的進一步發展，無位置傳感器無刷直流電動機應運而生，它一般利用電樞繞組的感應反電動勢來間接獲得轉子磁極位置，與直接檢測法相比，省去了位置傳感器，簡化了電動機本體結構，取得了良好的效果，並得到了廣泛的應用。而近些年，隨著電子技術、控制技術的發展，位置檢測可以通過晶片配合適當的算法來實現。但現有的用於無位置傳感器無刷直流電動機的控制系統普便存在電路不完善，硬體電路複雜，沒有相應的電壓、電流保護電路及成本相對較高等缺點。

技術實現要素：

鑑於上述現有技術所存在的問題，本發明提供一種電機驅動器，其目的是解決現有的無位置傳感器的電機驅動器硬體電路複雜、成本高，沒有相應的電壓、電流保護電路等方面存在的問題。

本發明實施方式是通過以下技術方案實現的：

本發明實施方式提供一種電機驅動器，包括：DSP控制器、功率驅動電路、三相全橋逆變電路、反電動勢檢測電路、電流檢測電路和保護電路；

所述DSP控制器，其脈衝寬度調製PWM信號輸出端經功率驅動電路與驅動電動機的三相全橋逆變電路連接，用於輸出正確的PWM控制方波，經功率驅動電路控制三相全橋逆變電路的通斷，實現對電動機的正確饋電，控制電動機運行；

所述反電動勢檢測電路，經模擬/數字轉換器ADC與所述DSP控制器，用於 根據模擬/數字轉換器ADC轉換所測量得到的端電壓信號來得到反電動勢過零點，進而確定換相點，通過所述DSP控制器控制輸出正確的PWM控制方波；

所述電流檢測電路，通過模擬/數字轉換器ADC與所述DSP控制器連接，其反饋端與所述三相全橋逆變電路輸出端連接，用於對三相全橋逆變電路反饋的電流信號進行檢測，並經模擬/數字轉換器ADC轉換後傳送至所述DSP控制器用於確定是否過流；

所述保護電路，與所述DSP控制器的控制端連接，用於根據所述DSP控制器控制端提供的電流與電壓的變化，對所述DSP控制器進行過流、過壓保護。

所述的DSP控制器採用TMS320LF240x系列晶片。

所述的DSP控制器採用TMS320LF240晶片。

所述的電流檢測電路由接在三相全橋逆變電路的逆變橋下端與功率驅動電路的功率板地線之間的分流電阻和放大電路組成。

所述的反電動勢檢測電路是由兩個電阻和一個起濾波作用的電容組成的端電壓分壓電路。

所述的功率驅動電路由三片IR21101連接組成。

所述電機驅動器還包括：接口電路，用於連接外部設備，具體包括鍵盤和顯示電路以及內存擴展電路。

所述的保護電路為過流保護電路和過壓保護電路。

所述三相全橋逆變電路由六片功率MOSFET管兩兩串聯後再並聯的方式構成；其中功率MOSFET管採用IRFP250/200v/30A或IRFP054/60V/70A。

通過本發明技術方案的實施，很好的解決了現有的無位置傳感器的無刷直流電動機控制系統成本高、硬體電路複雜，沒有相應的電壓、電流保護電路等方面存在的問題；本發明電機驅動器通過DSP控制器、電流檢測電路、反電動勢檢測電路、保護電路和三相全橋逆變電路各部分的配合，採用兩兩導通，三相六狀態的PWM調製方式，由反電動勢檢測電路經模擬/數字轉換器ADC所測量 得到的端電壓信號經DSP控制處理後得到反電動勢過零點，進而得到換相點，按照換相規律，控制輸出正確的PWM控制方波，經功率驅動電路控制相應三相全橋逆變電路通斷，實現對電動機的正確饋電，控制電動機正常運行。在電流檢測電路經ADC轉換所反饋的電流信號的基礎上，可以控制實時調節定子繞組的電流並判斷是否實施過流保護。這樣，整個控制系統可準確的實現對無刷直流電動機的閉環控制。具有整體電路結構簡單，成本低，便於維護，控制方式靈活，控制效果好的優點。

附圖說明

圖1為本發明電路原理圖；

圖2為本發明控制系統各電路模塊連接示意圖；

圖3為本發明功率驅動電路圖；

圖4為本發明三相全橋逆變電路圖；

圖5為本發明反電動勢檢測電路圖；

圖6為本發明控制系統控制策略示意圖；

圖7為本發明控制系統軟體流程圖；

圖8為本發明採用的數字PID控制器結構圖。

具體實施方式

本發明實施方式提供了一種電機驅動器，是基於DSP(數位訊號處理器)的無位置傳感器無刷直流電動機驅動器，可作為驅動電動機的控制系統，具有控制電路簡單、控制方式靈活及可以對電壓、電流保護的特點。

下面結合附圖對本發明具體實施方式作地一步說明：

實施例

本實施例提供一種電機驅動器，可以作為無位置傳感器無刷直流電動機控 制系統，該驅動器是基於數字信息處理器DSP的控制系統，如圖1所示，該控制系統具體包括：DSP控制器、功率驅動電路、電流檢測電路、反電動勢檢測電路、接口電路、保護電路、三相全橋逆變電路；其中DSP控制器的PWM信號輸出埠經功率驅動電路與三相全橋逆變電路連接；DSP控制器分別經模擬/數字轉換器ADC與電流檢測電路和反電動勢檢測電路連接；接口電路與保護電路相應連接到DSP控制器的控制端；其中三相全橋逆變電路連接到電動機的輸出端通過反饋線路與電流檢測電路連接；上述的反電動勢檢測電路經模擬/數字轉換器ADC所測量得到的端電壓信號經DSP控制器內存儲的程序計算得到反電動勢過零點，進而計算得到換相點，按照換相規律，由DSP控制器內存儲的程序控制輸出正確的PWM控制方波，經功率驅動電路控制三相全橋逆變電路的相應功率開關管的通斷，實現對電動機的正確饋電，控制電動機正常運行。

實際中，DSP控制器可以採用TMS320LF240x系列晶片，是TMS320C2000平臺下的一種定點DSP晶片。該240x系列DSP晶片具有低成本、低消耗、高性能的處理能力，對電動機的數位化控制作用非常突出，並且這種微處理機將控制電機必需的功能做在晶片中，像模擬/數字轉換器(Analog-to-digitalconverter，ADC)、脈衝寬度調製(Pulse Wide Modulator，PWM)等，而且體積越來越小，節省了使用它的設備的空間。

圖2所示的是本發明基於TMS320LF240x的無刷直流電動機控制系統原理圖，它採用TMS320LF240作為DSP控制器，處理採集到的數據和發送控制命令。TMS320LF240控制器首先通過三個I/O埠捕捉直流電動機上的霍爾元件H1、H2、H3的高速脈衝信號，檢測轉子的轉動位置，並根據轉子的位置發出相應的控制字來改變PWM信號的當前值，從而改變地直流電動機驅動電路(全橋控制電路MOSFET)中功率管的導通順序，實現對電動機轉速和轉動方向的控制。電動機的碼盤信號A、B通過DSP控制器的CAP1、CAP2埠進行捕捉。捕捉到的數據存放到寄存器中，通過比較捕捉到的A、B兩相脈衝值可以確定當前電動 機的正反轉狀態以及轉速。在系統的運行過程中，驅動保護電路會檢測當前系統的運行狀態。如果系統中出現過流或者欠壓情況，PWM信號驅動器IR2130會啟動內部保護電路，鎖住後繼PWM信號的輸出，同時通過FAULT引腳拉低DSP控制器的PDPINT引腳電壓，啟動DSP控制器的電源驅動保護。這時所有的EV模塊輸出引腳將被硬體置為高阻態，實現對控制系統的保護。該系統中設計的保護電路主要用於保護DSP控制器和電動機的驅動電路。

實際使用中DSP控制器可以採用TMS320LF2407晶片及其外圍電路、反電勢過零檢測電路、速度給定和顯示電路等構成。TMS320LF2407A晶片是美國TI公司推出的針對電動機數位化控制的DSP晶片，與此前的普通24x晶片相比，機器周期更短，外圍部件的集成度更高，片內存儲器更大，模數轉換速度更快，更適合對快速性和精度要求較高的場合作為電動機控制器使用。

圖1中的功率驅動電路由三片IR2110組成(見圖3)；三相全橋逆變電路由六片功率MOSFET管IRFP250(200V、30A)或IRFP054(60V、70A)採用兩兩串聯後再並聯的方式組成(見圖4)；電流檢測電路由接在三相全橋逆變電路的逆變橋下端與功率驅動電路的功率板地線之間的分流電阻和放大電路組成；反電動勢檢測電路(見圖5)實際上是由兩個電阻和一個電容組成的端電壓分壓電路，電容起濾波作用。接口電路主要是指鍵盤和顯示電路以及內存擴展電路(如果系統內存不夠而需要擴展內存的話)，保護電路主要包括過壓過流等保護電路。

上述的DSP控制器晶片TMS320LF2407A可產生6路PWM波，通過光電隔離作用於PS21255控制輸入端T1～T6，在IPM的輸出端U，V，W輸出三相相差120°的PWM波來驅動方波直流電動機(BLDCM)，通過改變各相輸出電壓的平均值，實現電動機的變頻調速。由於IPM具有過熱、過(欠)壓、過流和過熱探測及保護電路，當任何一種故障發生時，將會封鎖內部的6隻IGBT，同時送出故障信號FO給TMS320LF2407A的PDPINTA端，向TMS320LF2407A請求中斷，TMS320LF2407A將立即停止PWM波的輸出。逆變器的三相輸出端相對於直流側負 極電壓(以下簡稱端電壓)，經反電勢過零檢測電路送入DSP控制器的3路捕獲口，通過檢測捕獲口的狀態確定6隻IGBT的導通時刻。

上述電機驅動器中的逆變器控制方法採用PWM技術，它能方便地實現調壓，使轉矩脈動變小，調速範圍變寬。利用TMS320LF2407A的事件管理器模塊(EV)可實現對三相全橋逆變電路的PWM控制。EVA的定時器1有3個與之相關的比較單元，每個比較單元都可單獨設置成PWM模式，在周期寄存器T1PR值一定的情況下，通過改變比較寄存器的值就能改變輸出PWM信號脈衝寬度，從而控制逆變器三相輸出電壓的平均值，實現方波直流電動機(BLDCM)調速。

上述電機驅動器採用兩兩導通，三相六狀態的PWM調製方式，由反電動勢檢測電路經ADC轉換所測量得到的端電壓信號經程序計算得到反電動勢過零點，進而計算得到換相點，按照換相規律，由程序控制輸出正確的PWM控制方波，經驅動電路控制相應功率開關管的通斷，實現對電動機的正確饋電，控制電動機正常運行。在電流檢測電路經ADC轉換所反饋的電流信號的基礎上，由程序控制實時調節定子繞組的電流並判斷是否實施過流保護。這樣，整個數字控制系統在軟、硬體的協同配合下實現對無刷直流電動機的閉環控制。

本發明實施例的電機驅動器是基於DSP的無位置傳感器無刷直流電動機控制系統，其控制方式可以採用軟體的方式實現，具體如下：

(1)控制策略：無刷直流電動機的控制與直流電動機的控制策略相同，也是一個包括速度調節環和一個電流調節環的雙閉環調速系統，如圖6所示。

首先利用採集的三相電壓和電流信號通過執行程序來確定轉子的位置，計算得到電動機的當前速度；然後與速度參考值進行比較，得到速度誤差信號，經過速度調節器後，得到相應的電流參考信號，該電流參考信號與實際電動機相電流信號進行比較，誤差經電流調節器調節後，產生適當的PWM信號，施加到電動機的功率電子開關電路上，通過控制功率管的開通關斷順序和時間，從而實現對直流無刷電動機轉速和輸出轉矩的控制。

(2)系統軟體流程圖：由上述控制策略可得系統軟體流程圖如圖7所示。

(3)控制系統軟化策略研究：

①軟體開環換相啟動策略及實現：

本發明控制系統轉子位置信號的獲取是基於反電動勢過零檢測算法實現的。當反電動勢檢測電路經ADC轉換反饋回三相端電壓信號後，程序對未導通相的反電動勢進行計算，判斷其符號是否改變，以確定反電動勢的過零時刻，檢測到過零點後，從過零點延時合適的電角度即得到換相點，此時程序控制電動機換相，實現無位置傳感器無刷直流電動機的正確換相。

無刷直流電動機起動時，先由程序控制給電動機的任意兩相定子繞組通電而另一相關斷，則定子合成磁勢軸線在空間有一確定方向，把轉子磁極拖到與其重合的位置，經過一段時間即可確定轉子的初始位置。然後按照電動機預定轉向的換相順序由程序控制給相應繞組饋電，使電動機起動，期間程序不進行反電動勢的過零檢測，換相不受反電動勢檢測信號的控制，換相時間間隔由軟體延時控制，且該時間間隔不變，程序控制PWM波佔空比逐漸增大以提高電壓，採取恆頻升壓的起動方式。開環換相過程持續一個換相周期後，電動機已具有一定的轉速，反電動勢達到一定大小，可以測量得到，此時程序跳出開環換相過程，進入由反電動勢檢測信號控制電動機換相的自控式運行狀態，完成電動機的起動過程。

②閉環自控狀態換相的軟化策略及實現：

首先指出：反電動勢的過零點並不是換相點，而是要從過零點延時適當的電角度才是換相點。而延時可以採用硬體或軟體的方式實現，但使用硬體延時電路的方案會增加系統控制電路的複雜性，而且電路本身會帶來相移誤差，增加了相移修正問題的難度，另外硬體電路的靈活性也較差，一旦電路固定了則難於改動以適應實際環境變化所帶來的相移變化。因此，實際中，可以採用由軟體程序計算的方式來實現相角延時以得到換相點。

具體計算換相點為：在本發明控制程序中設置一個存儲變量(例如EPE2R10D)以記錄電動機運行一個電周期所需用的時間，由於一個電周期對應360°電角度，根據確定的延時電角度(例如18°)，即可由程序計算求得延時電角度所對應的延時時間，並在程序中設置一存儲變量(例如SH IFTTIME)來存放該延時時間，則SH IFTTIME＝EPER IOD/20。應該指出電動機當前運行的換相延時時間是根據前一個電周期計算得到的，因為電動機處於當前運行時不可能得到當前運行的電周期。但是這樣處理的前提是，與系統動態性能相比相臨兩個電周期所對應的電動機速度變化不能太大。而這個前提假設與實際運行情況通常是相符的，通常情況下電動機的加速或減速過程是比較平滑穩定的，所以電動機的速度變化不會太劇烈，尤其是當電動機處於穩定勻速運行狀態時相臨電周期已經是相等的了。當系統控制程序檢測到反電動勢的過零點後，由程序控制從過零時刻起延時計算所得到的延時時間，當延時時間到後，即得到換相點，此時啟動換相程序控制電動機正確換相。

在採用上述換相點的控制方式時，也自然提高了整個無刷直流電動機系統的魯棒性。假設處於穩定運行的無刷直流電動機由於受到外界的隨機幹擾而使速度下降時，則電動機當前運行的前一電周期就要比當前運行電周期小，或者說計算得到的換相延時時間要比實際換相延時時間短，使得換相點提前，換相電周期減小。事實上無刷直流電動機本身是一臺同步電動機，由同步電動機的運行原理可知，由於換相電周期的減小相當於定子旋轉磁場轉速增加，從而使無刷直流電動機的轉速上升，這樣受到幹擾而導致速度下降的電動機又可以恢復到穩定運行狀態。當隨機幹擾使無刷直流電動機速度上升時，換相點滯後，換相電周期增加，電動機轉速下降，同樣可以恢復到穩定運行狀態，這樣就起到了自然的魯棒控制效果，同時也體現了「硬體軟化」設計方案的優點。

③換相時軟體濾波的實現：

在換相瞬間，電流的突變會產生電抗電勢(包括自感電勢L di/dt和互感電 勢M di/dt)，使得反電動勢由於電抗電勢的疊加而出現尖峰脈衝，當與反電動勢相比反向的尖峰電壓幅值較大時，採用上述通過反電動勢符號改變來檢測過零點的算法，則有可能計算得到多餘的過零點而影響換相邏輯，因此必須採取適當措施消除這種幹擾。採用電勢濾波與整形電路以及邏輯封鎖電路，當然可消除幹擾，但這樣就增加了硬體電路的複雜性，且濾波電路會帶來相移而影響換相邏輯。為此，本發明採用軟體濾波的方法消除上述幹擾。當換相事件發生時，程序控制從換相時刻起的一段時間內不計算反電動勢值，也就是在幹擾期間跳過反電動勢過零檢測程序段，以避開幹擾影響。由於幹擾持續的時間很短，因此放棄檢測的這段時間也不宜過長，視具體系統而定，可以參考被控電動機最小反電動勢周期值(可由電動機的最高轉速通過簡單的計算得到該最小周期值)。本發明實施時所研究的實驗電動機為三對磁極電動機，最高轉速為2000rpm，則對應最小反電動勢周期為10ms，當放棄檢測時間選在200～500ns之間時，實施時證明採用上述軟體濾波算法可以很好地消除換相瞬間的電抗電勢幹擾。

④速度調節策略及實現：

在速度調節子程序中，第一項任務就是根據電動機旋轉一周的機械周期T，從而求得電動機轉速，即電動機的反饋轉速；然後就是要完成速度調節的主要任務。本發明採取比較簡單易行的模糊分段速度調節策略。定義誤差轉速為期望轉速與反饋轉速之差，將誤差轉速進行適當的分段，每次調用速度調節子程序時都計算誤差轉速，判斷它落在哪個分段內，再調用相應的程序段進行速度調節。要注意分段的數目要選取合適，分段多了不僅會使軟體程序趨於複雜，且增加了程序的計算量，影響系統的實時性，而且分段太細可能會造成在調速過程中出現對幹擾過於靈敏的現象，導致調速過程中的調節振蕩而影響系統的快速性；分段少了則會影響速度調節的平滑性，所以分段數目的選取應該折中考慮。

⑤控制算法

算法可實現對電動機的實時準確控制。因此，應用合理、先進的算法，不僅可以提高系統的性能，還可以減少電路中的元器件數目，降低成本。在三相電動機控制的算法中，常用的有正弦PWM算法、空間矢量PWM算法、PID控制算法、PFC(功率因數校正)算法、模糊邏輯算法、自適應控制算法等。

本發明實施例中採用的240xDSP是TI公司為滿足複雜電動機數字控制要求而設計的一種新型、廉價、高效、低功耗的DSP晶片，它具有運算速度快、存儲空間大、低功耗和12路PWM等特點，對高精度控制，DSP能滿足控制算法要求的運算速度，實現高實時性能，保證控制精度，特別適合於無刷電動機的複雜控制。本發明控制系統可根據需要採用上述的一種或多種算法相結合，以達到控制要求。

本發明主要採用PID控制算法：

PID控制即採用比例積分微分控制，其輸出是輸入的比例、積分和微分的函數。PID調節器控制結構簡單，參數容易整定，不必求出被控對象的數學模型，因此PID調節器得到了廣泛的應用。

一般P.I.D控制如下：

(dutycycle)＝(dutycycle)p+(dutycycle)i+(dutycycle)d

其中dutycycle表示佔空比；

P.控制(比例控制)：輸出與輸入誤差訊號成正比關係，即將誤差固定比例修正，但系統會有穩態誤差。

I.控制(積分控制)：當系統進入穩態有穩態誤差時，將誤差取時間的積分，即便誤差很小也能隨時間增加而加大，使穩態誤差減小直到為零。

D.控制(微分控制)：當系統在克服誤差時，其變化總是落後於誤差變化，表示系統存在較大慣性組件或(且)有滯後組件。微分即是預測誤差變化的趨勢以便提前作用避免被控量嚴重衝過頭。

為了使這種經典的控制方法適應於更複雜的控制環境，並提高它的精度和自適應性，並用計算機技術實現，出現了許多新的數字PID控制方法。例如自適應PID控制、智能PID控制等，把現代控制理論、模糊控制理論和神經網絡理論應用於該控制系統，根據控制效果不斷對控制器參數進行校正，使其控制效果達到最佳。

本發明實施例採用數字PID控制器，採用的數字PID控制器結構如圖8所示，該數字PID控制器的最大優點之一就是系統參數KP、KI、KD的可變性，從而保證了最佳控制理論的應用，也就提高了系統的最優性和靈活性。

具體採用的PID算法的數字實現如下：

離散形式的PID表達式為：

其中：KP，KI，KD分別為調節器的比例、積分和微分係數；E(k)，E(k-1)分別為第k次和k-1次時的期望偏差值；P(k)為第k次時調節器的輸出。比例環節的作用是對信號的偏差瞬間做出反應，KP越大，控制作用越強，但過大的KP會導致系統振蕩，破壞系統的穩定性。積分環節的作用雖然可以消除靜態誤差，但也會降低系統的響應速度，增加系統的超調量，甚至使系統出現等幅振蕩，減小KI可以降低系統的超調量，但會減慢系統的響應過程。微分環節的作用是阻止偏差的變化，有助於減小超調量，克服振蕩，使系統趨於穩定。

經典PID算法的積分飽和現象：

當電動機轉速的設定值突然改變，或電動機的轉速發生突變時，會引起偏差的階躍，使|E(k)|增大，PID的輸出P(k)將急劇增加或減小，以至於超過控制量的上下限Pmax，此時的實際控制量只能限制在Pmax，電動機的轉速M(k)雖然不斷上升，但由於控制量受到限制，其增長的速度減慢，偏差E(k)將比正常情況下持續更長的時間保持在較大的偏差值，從而使得PID算式中的積分項不斷地得到累積。當電動機轉速超過設定值後，開始出現負的偏差，但 由於積分項已有相當大的累積值，還要經過相當一段時間後控制量才能脫離飽和區，這就是正向積分飽和，反向積分飽和與此類似。解決的辦法：一是縮短PID的採樣周期，整定合適的PID參數；二是對PID算法進行改進，可以採用非線性變速積分PID算法。

非線性變速積分的PID算法：

變速積分用比例作用消除了大偏差，用積分作用消除小偏差，大部分情況下可基本消除積分飽和現象，同時大大減小了超調量，容易使系統穩定，改善了調節品質，但對於在大範圍突然變化時產生的積分飽和現象仍不能很好地消除，這時可採用非線性變速積分的PID算法。

非線性變速積分的PID算法的基本思想是將PID調節器輸出限定在有效的範圍內，避免P(k)超出執行機構動作範圍而產生飽和。

以上所述，僅為本發明較佳的具體實施方式，但本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明實施例揭露的技術範圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。因此，本發明的保護範圍應該以權利要求的保護範圍為準。