電源轉換器的製作方法

2024-03-25 15:31:05 3

本發明涉及電氣技術領域，更具體而言涉及一種電源轉換器，尤其涉及一種具有期望的保持時間的同時具有提高的功率密度的電源轉換器。

背景技術：

目前，諸如計算機等的一部分電子設備對電源的穩定性的要求越來越高，由其是在輸入電壓異常時(例如掉電時)，需要在輸入電壓發生異常後能夠在一定時間內將輸出電壓維持在特定範圍內，這段時間被稱為保持時間，用於在線路故障後順序終止數據處理裝置的操作或者切換到不間斷電源(UPS)操作。

現以交流-直流電源轉換器為例進行說明。通常，交流-直流電源轉換器包括：全波整流器、電壓轉換器以及直流-直流(DC-DC)轉換電路。電壓轉換器耦接在全波整流器與DC-DC轉換電路之間，用於使從全波整流器輸出的電源信號經過升壓或降壓後，向DC-DC轉換電路輸出直流電源信號。在電壓轉換器之後配置有輸出儲能元件，例如電容C，用於平衡輸入、輸出的瞬時功率，濾除二次諧波紋波，以及使電源轉換器具有足夠的保持時間。

在常見的設計中，在輸入電壓發生異常期間，藉助存儲在儲能電容C中的能量維持可以在一段時間內維持輸出電壓，直到儲能電容C的電壓低於後端的DC-DC轉換電路的最低工作電壓。由於，這個最低工作電源遠高於儲能電容C完全放電的電壓(零電壓)，因而，存儲在儲能電容C的能量僅有一部分可以用於維持輸出電壓。例如，針對高效率AC-DC電源轉換器，當儲能電容C的電壓為390V，而後端的DC-DC轉換電路的最低工作電壓是280V時，在輸入電壓發生異常期間，僅有大約48％的存儲在儲能電容C中能量可以被利用。

為了更大限度地利用存儲的能量，需要應用更大的儲能電容。然而，作為儲能電容的電解電容通常體積較大，並且相應的散熱器也佔據了較大的位置，這成為影響電源功率密度的進一步提高的主要因素。

技術實現要素：

本發明的目的之一在於提供一種電源轉換器，以期望解決上述現有技術中的問題。

根據本發明的一個方面，提供了一種電源轉換器，包括：第一輸入整流器和第二輸入整流器，用於從輸入電壓產生經整流的輸入電壓；交錯並聯地耦接在電源轉換器的輸入端與直流輸出端之間的第一電壓轉換器和第二電壓轉換器，用於將經整流的輸入電壓轉換為直流輸出電壓，其中，第一電壓轉換器的輸入端與第一輸入整流器耦接，第二電壓轉換器的輸入端與第二輸入整流器耦接；第一儲能元件，耦接在第一電壓轉換器的輸出端與電源轉換器的接地端之間；第二儲能元件，耦接在第二電壓轉換器的輸出端與電源轉換器的接地端之間；輸出控制單元，輸出控制單元耦接在第一電壓轉換器的輸出端和第二電壓轉換器的輸出端之間，用於在輸入電壓發生異常期間，斷開第一電壓轉換器和第二電壓轉換器的輸出端的之間的連接；以及旁路單元，耦接在第二儲能元件與第一電壓轉換器的輸入端之間，用於在輸入電壓發生異常期間，使得存儲在第二儲能元件中的能量經由旁路單元向第一儲能元件傳送。

根據本發明實施例的電源轉換器，通過將存儲在第二儲能元件上的能量傳送到第一儲能元件上，使得獲得同樣的保持時間所需的儲能元件的容量更小，從而提高了電源轉換器的功率密度並同時改善了電路的散熱。

附圖說明

本公開可以通過參考下文中結合附圖所給出的描述而得到更好的理解，其中在所有附圖中使用了相同或相似的附圖標記來表示相同或者相似的部件。所述附圖連同下面的詳細說明一起包含在本說明書中並且形成本說明書的一部分，而且用來進一步舉例說明本公開的優選實施例和解釋本公開的原理和優點。在附圖中：

圖1是根據本發明一個實施例的電源轉換器的示意性結構框圖；

圖2是根據本發明一個實施例的電源轉換器的具體電路圖；

圖3是採用絕緣柵雙極型電晶體(IGBT)作為開關元件Q1的驅動電路圖；

圖4A示意性地示出了不具有旁路單元的電源轉換器在輸入電壓異常 期間的輸出電壓曲線；

圖4B示意性地示出了具有旁路單元的電源轉換器在輸入電壓異常期間的輸出電壓曲線。

圖5示意性的示出了輸入電壓發生異常後(未恢復)的時序；

圖6示意性的示出了輸入電壓在發生異常後又恢復的時序。

具體實施例

在下文中，將參考附圖詳細地描述本發明的實施例。

本領域技術人員可以理解，本發明中的「第一」、「第二」等術語僅用於區別不同單元、模塊或步驟等，既不代表任何特定技術含義，也不表示它們之間的必然邏輯順序，也不體現其所限定的不同單元、模塊或步驟的重要性程度。

應理解當元件被稱為與另外的元件「連接」或「耦接」時，其可以直接地與其他元件連接或耦接或者可以存在介於中間的元件。相反，當元件被稱為與另外的元件「直接地連接」或「直接地耦接」時，不存在介於中間的元件。用於描述元件之間的關係的其他術語應以類似的方式被解釋(例如，「在…之間」相對「直接地在…之間」，「相鄰」相對於「直接地相鄰」等)。

圖1是根據本發明一個實施例的電源轉換器的示意性結構框圖。本實施例公開的電源轉換器，包括：第一輸入整流器110、第二輸入整流器120、第一電壓轉換器112、第二電壓轉換器122、第一儲能元件C1、第二儲能元件C2、輸出控制單元130和旁路單元140。

第一輸入整流器110和第二輸入整流器120與輸入電壓vi耦接，用於從輸入電壓產生經整流的輸入電壓。

第一電壓轉換器112和第二電壓轉換器122視具體情況可以是升壓轉換器或降壓轉換器，用於將經整流的輸入電壓經升壓或降壓後轉換為直流輸出電壓vout，以便供後端使用。

第一電壓轉換器112的輸入端與第一輸入整流器110的輸出端耦接，第一電源轉換器112的輸出端與電源轉換器的直流輸出端vout耦接。第二電壓轉換器122的輸入端與第一輸入整流器120的輸出端vout耦接，第二電源轉換器122的輸出端與電源轉換器的直流輸出端vout耦接。第一電壓轉換器112與第二電壓轉換器122相互並聯連接，並以180°的相移交替工 作，從而構成交錯並聯結構。

第一儲能元件C1耦接在第一電壓轉換器112的輸出端與電源轉換器的接地端之間。第二儲能元件C2耦接在第二電壓轉換器122的輸出端與電源轉換器的接地端之間。第一、第二儲能元件C1、C2用於向後端提供能量。

輸出控制單元130耦接在第一電壓轉換器112的輸出端和第二電壓轉換器122的輸出端之間，在電源轉換器正常工作期間，輸出控制單元130使得第一電壓轉換器112的輸出端和第二電壓轉換器122的輸出端處於導通狀態，第一電壓轉換器112和第二電壓轉換器122並聯連接，二者交替工作。而在輸入電壓發生異常期間(在本例中例如為輸入電壓突然斷開或大幅下降等)，輸出控制單元130用於斷開第一電壓轉換器112的輸出端和第二電壓轉換器122的輸出端的之間的連接。

旁路單元140耦接在第二儲能元件C2與第一電壓轉換器112的輸入端之間。在電源轉換器正常工作期間，旁路單元140不工作，第一、第二儲能元件C1、C2共同向後端提供能量。而在輸入電壓發生異常期間，旁路單元140處於工作狀態，使得存儲在第二儲能元件C2中的能量經由旁路單元140向第一儲能元件C1傳送，以便維持第一儲能元件C1電壓穩定，並向後端提供輸出電壓。

本實施例中公開的電源轉換器中，在輸入電壓發生異常期間，通過旁路單元將本來並聯連接的兩個電壓轉換器改成串聯連接的形式，將存儲在第二儲能元件C2上的能量傳送到第一儲能元件C1上，使得獲得同樣的保持時間所需的儲能元件的容量更小，從而改善電路的散熱並提高電路的功率密度。

以上描述雖然是藉助交流-直流電源轉換器展開的，但本領域技術人員應知曉本發明的實施例的應用並不限於交流-直流電源轉換器，其同樣可以作為直流-直流電源轉換器的一部分。

由上述描述可了解本發明一個實施例的電路構造，以下結合圖2說明其實際運用的具體電路圖。其中，圖2是根據本發明一個實施例的電源轉換器的具體電路圖。

第一輸入整流器110和第二輸入整流器120可以是全橋整流器D7、D8，用於從輸入的交流電壓(AC-INPUT)產生經整流的輸入電壓。

第一電壓轉換器112和第二電壓轉換器122可以是功率因數調整 (PFC)電路。如圖2所示，第一PFC單元PFC1耦接在第一輸入整流器D7與電源轉換器的直流輸出端(V-BULK)之間，並且至少包括電感L1、二極體D4、開關元件Q2。第二PFC單元PFC2耦接在第二輸入整流器D8與電源轉換器的直流輸出端(V-BULK)之間，並且至少包括電感L2、二極體D6、開關元件Q3。

可選地，可以在第二PFC單元PFC2的電感L2和二極體D6兩端並聯連接二極體D3。在這種情況下，在交流電壓輸入(恢復)瞬間，輸入電壓可以經由二極體D3對給第二儲能元件C2進行充電，以防止電感L2、二極體D6以及開關元件Q3受到浪湧電流的衝擊。

第一、第二儲能元件C1、C2可以是第一、第二電容C1、C2。輸出控制單元130可以包括整流二極體D5，並且整流二極體D5耦接在第一電容C1和第二電容C2的正極之間。

第一電容C1的電容值可以與第二電容C2的電容值相同或不同。在一個可能的示例中，第一電容C1的電容值可以大於第二電容C2的電容值，以便更大限度地利用存儲在C2上的能量。容易理解，第一電容C1的電容值小於第二電容C2的電容值也仍然可以完成相關電路的功能和操作。

在電源轉換器正常工作期間，整流二極體D5處於導通狀態，第一PFC單元PFC1與第二PFC單元PFC2構成以180°的相移交替工作的交錯並聯結構，由第一、第二電容C1、C2共同向後端提供輸出電壓。同時，由於第一電容C1與第二電容C2並聯連接，因此，較為平均的承擔了前級產生的紋波電流。

旁路單元140包括耦接在第二儲能元件C2與第一電壓轉換器112的輸入端之間的開關元件Q1。在電源轉換器正常工作期間，開關元件Q1處於斷開狀態，而當輸入電壓發生異常時，控制開關元件Q1接通，此時，存儲在第二電容C2上的能量可以經由開關元件Q1、電阻R4、第一電容C1以及二極體D9組成的放電迴路被傳送到第一電容C1上，同時，由於第二電容C2上的電壓小於第一電容C1上的電壓，整流二極體D5處於反向截止狀態。這樣，在保持時間期間內，存儲在第二電容C2上的能量可以不斷地傳送到第一電容C1上，並向後端提供輸出電壓。

在一個可能的示例中，開關元件Q1可以是絕緣柵雙極型電晶體(IGBT)。圖3是採用IGBT作為開關元件Q1的驅動電路圖。控制單元 MCU通過D103，D104，R101,R102，R104，R109，C402組成的電路檢測輸入電壓。MCU對輸入電壓進行高頻採樣，並做A/D轉換。MCU例如可以通過兩種算法判斷輸入電壓(AC_INPUT)是否正常：輸入電壓有效值是否在正常工作範圍內；輸入電壓是否連續5ms都為0V。如果輸入電壓有效值小於規格要求值或者輸入電壓連續5ms都為0V，則判斷輸入失效，MCU通過I/O口輸出高電平。回掃變壓器繞組4S-4F，D1227，C1226及R1224構成了一個獨立的輔助電源，C1226兩端的電壓穩定在12V，用於開關元件Q1的驅動電壓。MCU的I/O為低電平時，Q401關斷，光耦U1214內部二極體沒有電流通過，U1214的3腳和4腳之間電晶體是斷開的，開關元件Q1的驅動為0V，開關元件Q1保持關斷。當MCU的I/O為高低電平時，Q401導通，光耦U1214內部二極體有電流通過，U1214的3腳和4腳間電晶體導通，C1226兩端的12V電壓作用在IGBT_DRV上，開關元件Q1的驅動為12V，開關元件Q1導通，從而通過旁路單元將本來並聯連接的兩個電壓轉換器改成串聯連接的形式，將存儲在第二儲能元件C2上的能量傳送到第一儲能元件C1上。

可選地，可以在開關元件Q1與第一PFC單元PFC1的輸入端之間串聯二極體D1。具體地，二極體D1的正極與開關元件Q1的一端耦接，二極體D1的負極與第一PFC單元PFC1的輸入端耦接，開關元件Q1的另一端與第二電容C2耦接。通過配置二極體D1，如果交流輸入電壓在保持期間內恢復，二極體D1能夠避免開關元件Q1承受反向浪湧電壓和浪湧電流，保護開關元件Q1。

在第一電容C1的負極與電源轉換器的接地端之間串聯連接有限流元件R2，在第二電容C2的負極與電源轉換器的接地端之間串聯連接有限流元件R3。限流元件R2、R3的配置可以在諸如電源轉換器啟動或恢復等過渡狀態期間，防止浪湧電流湧入第一、第二電容C1、C2。

在一個可能的示例中，限流元件R2、R3可以是具有負溫度係數的熱敏電阻、正溫度係數的熱敏電阻或者是水泥電阻等抗浪湧電流的等值電阻。

可選地，可以在限流元件R2、R3的兩端並聯連接開關元件。可以在電源轉換器正常工作期間使與限流元件R2、R3相應的開關元件導通，使得限流元件R2、R3被旁路，從而降低了功耗。

在一種可能的示例中，與限流元件R2、R3並聯連接的開關元件可以 是諸如MOSFET的開關元件。例如，如圖2所示，限流元件R2與MOSFET開關元件Q4並聯耦接。

在另一種可能的示例中，與限流元件R2、R3並聯連接的開關元件也可以是繼電器開關RE1。例如，如圖2所示，限流元件R3與繼電器開關RE1並聯耦接。

在使用繼電器開關RE1的情況下，例如可以使用多觸點的繼電器開關RE1同時與限流元件R3以及作為輸出控制單元130的整流二極體D5並聯耦接。在這種情況下，在電源轉換器正常工作期間，繼電器開關RE1處於導通狀態，限流元件R3和整流二極體D5被旁路。而當檢測到交流輸入電壓發生異常時(電壓異常檢測單元未在圖中示出)，使繼電器開關RE1處於斷開狀態，如上文所述，此時，第一PFC單元PFC1與第二PFC單元PFC2之間的連接斷開。第一PFC單元PFC1獨立工作，存儲在第二電容C2上的能量經由開關元件Q1、二極體D1向第一電容C1傳送，第二電容C2上的電壓低於第一電容C1上的電壓，整流二極體D5反向截止。通過在輸出控制單元130兩端並聯開關元件，可以在電源轉換器正常工作期間旁路整流二極體D5，以提高PFC的效率。

應理解，本發明的各個實施例中所示的元件的型號及參數值可以根據實際需求來確定，而不應局限於上述結合圖2的具體電路列出的選擇。此外，基於輸入電壓異常的情況而對上述旁路單元140和輸出控制單元130進行的控制例如可以通過控制單元來實現。該控制單元例如可以採取微控制器MCU的形式，也可以通過分離電路元件搭建。當然，容易理解，該控制單元的功能也可以在圖2中示出的各個組成部件中實現。本領域技術人員根據上述控制過程的詳細描述可以容易地實施該控制單元。為簡明起見，該控制單元的細節未在圖中示出。

圖4A示意性地示出了不具有旁路單元的電源轉換器在輸入電壓異常期間的輸出電壓曲線，圖4B示意性地示出了具有旁路單元的電源轉換器在輸入電壓異常期間的輸出電壓曲線。圖4A、圖4B中的L和L』分別示出了電源轉換器在輸入電壓異常期間的輸出電壓(第二電容C2上的電壓)曲線。可以看出，在相同條件下，具有旁路單元的電源轉換器的輸出電壓下降較慢，實驗表明，具有旁路單元的電源轉換器的保持時間是不具備旁路單元的電源轉換器的保持時間的約2.5倍。

在本實施例中，通過在交流輸入電壓異常的情況下採用開關元件將本來並聯連接的兩個PFC單元改成串聯連接的形式，簡化了電路的設計和 控制。同時，在本實施例中增加的半導體器件只是穩態載流，沒有增加高頻開關狀態，功耗小，散熱容易，此外佔用電源的空間較小。

以下結合圖5和圖6說明圖2中的電源轉換器在交流輸入電壓發生異常後的時序。其中圖5示意性的示出了交流輸入電壓發生異常後(未恢復)的時序，圖6示意性的示出了交流輸入電壓在發生異常後又恢復的時序。

如圖5所述，開始階段，交流輸入電壓正常，電源轉換器正常工作，第一PFC單元PFC1、第二PFC單元PFC2分別在脈寬調製信號PFC_PWM1、PFC_PWM2的控制下以180°的相移交替工作的交錯並聯結構。在此期間，繼電器開關RE1的控制信號RLY_DRV1為高電平，繼電器開關RE1處於導通狀態，整流二極體D5、限流元件R3被旁路；開關元件Q4的控制信號GATE1為高電平，開關元件Q4處於導通狀態，限流元件R2被旁路。由第一電容C1(即BULK CAP)和第二電容C2並聯向後端提供能量。

在T21期間(約500μs)，交流輸入電壓發生異常。

在T22期間，旁路單元140等待啟動。此時，如果交流輸入電壓恢復，旁路單元140將不會工作，即開關元件Q1不會導通。在此期間，由於檢測到交流輸入電壓發生異常，第一PFC單元PFC1、第二PFC單元PFC2停止工作，繼電器開關RE1的控制信號RLY_DRV1變為低電平，繼電器開關RE1處於斷開狀態，第二電容C2經由整流二極體D5與第一電容C1並聯，並為後端的DC-DC變換器提供能量。由於第二電容C2的容量較大，在交流輸入電壓發生異常後的一段時間內仍然可以維持後端DC-DC變換器(電負載)的工作。只有在T22經過之後(大於3ms)並且交流輸入電壓仍處於異常狀態時，旁路單元140才開始工作。這樣可以防止交流輸入電壓短時間異常而導致旁路單元140開始工作，避免電源轉換器頻繁切換。

在T23期間(約500μs)，開關元件Q1的控制信號IGBT_DRV變為高電平，控制開關元件Q1接通。

在T24期間，開關元件Q1的控制信號IGBT_DRV保持高電平，開關元件Q1保持導通狀態，第二PFC單元PFC2繼續保持停止狀態，第一PFC單元PFC1開始工作，用於調整第一電容C1的電壓。同時，由於第二電容C2的電壓低於第一輸出電容C1的電壓，整流二極體D5反向截止。在此期間，存儲在第二輸出電容C2中的能量經由開關元件Q1、二極體 D1被饋入到第一PFC單元PFC1的輸入端，直到存儲在第二輸出電容C2中的能量基本釋放完畢，從而增加了電源轉換器的保持時間。

如果交流輸入電壓在T32期間開始處恢復並在T32期間內保持穩定，在T32期間(大於50ms)，開關元件Q1的控制信號IGBT_DRV保持高電平，開關元件Q1仍處於導通狀態，第二PFC單元PFC2保持停止狀態，而第一PFC單元PFC1保持工作狀態。此時，一方面第一PFC單元PFC1依靠交流輸入電壓(經由輸入整流器)或第二電容C2的電壓保持對第一電容C1的電壓的調整，另一方面，交流輸入電壓經由二極體D3和限流電阻R3對第二輸出電容C2進行充電。當第二電容C2經由二極體D3被充電到交流輸入電壓的峰值時，控制開關元件Q1處於斷開狀態，旁路單元140不再處於工作狀態。

在隨後的T31期間(約100ms)，開關元件Q1的控制信號IGBT_DRV變為低電平，開關元件Q1處於斷開狀態，旁路單元140不工作，第一PFC單元PFC1和第二PFC單元PFC2處於工作狀態。此時，由於輸出電壓與第一電容C1耦接，當交流輸入電壓恢復時，相同的佔空比會導致第二電容C2電壓上升很快，當第二電容C2電壓高於第一輸出電容C1時，整流二極體D5導通，第一PFC單元PFC1與第二PFC單元PFC2構成交錯並聯結構。

在T33期間開始時，閉合繼電器開關RE1，在經歷一段閉合延遲時間T33(約13ms)後，在T34期間(約500μs)，繼電器開關RE1的兩個觸點基本上零電壓閉合，從而減少了整流二極體D5和限流電阻R2、R3之間的導通損耗。

在T34期間後，電源轉換器恢復正常工作。

以上結合具體實施例和/或示例描述了本公開的基本原理，但是，應理解，本公開並不局限於這些具體的實施例和/或示例。另外，需要指出的是，對本領域的普通技術人員而言，能夠理解本公開的裝置的全部或者任何部件，並在這些公開的基礎上根據具體應用對這些部件作出修改、替代和變換，而仍涵蓋於本公開的範圍之內。